ОСОБЕННОСТИ И ОСНОВНЫЕ ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ЦИФРОВЫХ МИКРОСХЕМ

Применение цифровых микросхем по сравнению с ана­логовыми характеризуется рядом особенностей. Цифровые микро­схемы имеют большую функциональную законченность и универ­сальность, что позволяет создавать аппаратуру с минимальным ко­личеством дискретных компонентов. При этом в значительной степе­ни облегчается монтаж и его автоматизация. Особенно это ка­сается микросхем высокой степени интеграции.

Цифровые микросхемы имеют менее жесткие допуски на па­раметры, что позволяет обходиться без точных регулировок. Число контролируемых параметров ограничено и имеется достаточно полная информация о них в справочной литературе.

В настоящее время хорошо разработаны автоматизированные методы проектирования сложной аппаратуры на цифровых микро­схемах. Немаловажную роль играет отработанность и широкие функциональные возможности базовых серий микросхем 100, 133, К155, К176, К564 и других, а также большой опыт их приме­нения.

Цифровые устройства проще, чем аналоговые реализуются на микросхемах. Так, если в аппаратуре радиосвязи на микросхемах может быть построено в среднем 70 % узлов, то в вычислитель­ных устройствах более 95 %. Практически в цифровой аппаратуре пока нельзя построить в микроэлектронном варианте только дат­чики, исполнительные органы, устройства ввода и вывода инфор­мации и электромеханические узлы.

Основные области использования цифровых микросхем — вы­числительная техника, промышленная автоматика, устройства свя­зи и обработки данных, бытовая аппаратура.

На базе цифровых микросхем серий К137, К155, К187, К500, К583 и некоторых других создана единая система ЕС ЭВМ (Ряд1, Ряд2), представляющая собой семейства универсальных цифровых вычислительных машин, обладающих высокой производительностью (до 1,5 млн. операций в секунду и выше) и предназначенных для решения широкого круга научно-технических и экономических задач.

Кроме больших ЭВМ в последнее время все большее развитие получают мини-ЭВМ (например, семейство СМ ЭВМ) и особенно микро-ЭВМ.
Микро- ЭВМ представлены целым рядом машин: «Электроника С-5» (01, 11, 12, 21, 41 и т. п.), для построения которых используются микропроцессорные наборы К536, К586 и др.; «Электроника НЦ» (ОЗТ, ОЗД, 04Т, 05Т, 31, 80 — 01 и др.) на базе серий К587, К588, К564; «Электроника 60» на основе комплекта К581; «Электроника КЫО», построенная на микросхе­мах серий К580, К589, К505 и др. Эти микро-ЭВМ представляют собой много- или одноплатные устройства массой в 10 — 25 кг, с потребляемой мощностью 50 — 120 Вт, работающие со скоростью до 1 млн. простых операций в секунду. Они чаще всего содержат несколько микросхем. Имеются и однокристальные микро-ЭВМ, например «Электроника С5-31», «Электроника НЦ-80». Последняя имеет массу 0,01 кг, Рпотр = 1,5 Вт. при производительности свыше 0,5 млн. операций в секунду.

Микро-ЭВМ рассмотренных семейств позволяют значительно расширять области применения вычислительной техники в низовых звеньях автоматизированных систем управления. Микро-ЭВМ ра­ботают обычно в реальном масштабе времени и используются в устройствах управления промышленным оборудованием, в част­ности, станками с числовым программным управлением, технологи­ческими процессами, в системах передачи данных, сбора и обра­ботки информации, в контроллерах и терминалах, а также для ре­шения сложных инженерно-технических задач.

На базе цифровых микросхем создаются измерительные при­боры переносного типа — вольтметры, частотомеры и т. п. Так, электронно-счетный частотомер 43 — 34 совместно с блоком интер­валов содержит 110 микросхем (в основном триггеров и логиче-ских элементов серий 201, 202, 204). Цифровые микросхемы ши­роко используются и в щитовых измерительных приборах. Рас­сматриваемые микросхемы находят применение в генераторах сиг­налов, в частности в генераторах импульсов типа Г5. В них число микросхем достигает нескольких сотен (серии 100, 130, 133, 134, К564 и др.).

Широко используются цифровые микросхемы в аппаратуре связи квазиэлектронных АТС, аппаратуре управления импульсно-кодовых сигналов, телефонных аппаратах, в устройствах радио­связи.


Здесь все большее применение находят микропроцессоры, которые управляют работой системы связи, находят оптимальные пути соединений абонентов, осуществляют диагностику неисправ­ностей и решают много других задач. В телефонии, например, микропроцессоры обеспечивают клавишный набор номера (в 2 раза экономится время по сравнению с существующим набором), ин­дикацию набранного номера, повторение вызова. С их помощью возможен переход к цифровым телефонным аппаратам с кодиро­ванием и декодированием звуковых сигналов, записью номеров звонивших, избирательным ответом на определенные вызовы и т. п.

В бытовой аппаратуре цифровые микросхемы используют в на­ручных и настольных электронных часах, характеризующихся вы­сокой точностью хода, надежностью, отсутствием необходимости в уходе. Микросхемы применяются в игровых автоматах, микро­волновых нагревательных печах, бытовой радиоаппаратуре. Осо­бенно широкие возможности появляются с внедрением в нее ми­кропроцессоров. Так, при использовании микропроцессоров вместе с приемниками и магнитофонами можно включать и выключать их по заданной программе, вести автоматический поиск нужного канала, станции, дорожки записи, регулировать громкость, тембр, стереобаланс, подавлять шумы, корректировать АЧХ в зависимости от типа магнитной ленты и т. п.

На базе микропроцессоров можно сделать домашнее информа­ционное устройство, имеющее связь с большой ЭВМ и использую­щее телевизор в качестве приемника информации.

Сейчас трудно себе представить современное устройство об­работки дискретной информации, которое было бы построено без использования микросхем. Достоинства цифровых микросхем, отработанность методов построения цифровой аппаратуры обуслов­ливает широкое внедрение цифровых методов обработки инфор­мации в традиционно аналоговые узлы. В последние годы все шире применяют цифровые синтезаторы частот, фильтры, линии задержки и т. п. Разработка и внедрение цифроаналоговых и ана­лого-цифровых микросхем еще более расширила области внедре­ния цифровых методов обработки информации.

Из многочисленных применений приведем лишь некоторые при­меры использования микросхем в устройствах и узлах, которые представляют, на наш взгляд, наибольший интерес для радиолю­бителей и могут быть ими реализованы, а также примеры микро­электронной аппаратуры, с которой радиолюбители часто сталки­ваются в повседневной жизни.

ОСОБЕННОСТИ МИКРОСХЕМ, ИМЕЮЩИХ ОБЩЕЕ ФУНКЦИОНАЛЬНОЕ ПРЕДНАЗНАЧЕНИЕ

При несоответствии функциональных возможностей базовой се­рии требованиям к узлам и элементам разрабатываемой РЭА воз­никает задача поиска дополнительных микросхем из других серий. В помощь читателю приводим распределение микросхем по функ­циональным подгруппам.

Генераторы. Генераторные микросхемы входят в состав серий К218, 219, К224, К237, К245 и др. Кроме того, в состав некоторых серий включены микросхемы (219ПС1, 435ХП1, 235ХА6, К228УВ1 и др.), которые благодаря своей универсальности могут быть ис­пользованы при создании генераторов.

Микросхемы 219ГС1 и 219ГС2 предназначены для кварцевых генераторов (с внешним кварцевым резонатором). Первую из них используют на частотах 30 — 70 МГц, а вторую — на частотах до 30 МГц. На микросхеме 219ГСЗ можно выполнить генератор ча­стотно-модулированных колебаний с диапазоном рабочих частот 13 — 15 МГц. Микросхему К237ГС1 используют в генераторах тока стирания и подмагничивания магнитофонов.

Для создания различных по назначению и параметрам генера­торов сигналов специальной формы предназначены микросхемы К224ГГ2 (генератор прямоугольных импульсов), К2ГФ451 (генератор строчной развертки), К2ГФ452 (генератор кадровой раз­вертки).

Детекторы. Подгруппа детекторов включает в себя микросхе­мы: КП9ДА1 (детектор АРУ), К218ДА1 (детектор радиоимпульсов). 235ДС1 (усилитель-ограничитель и частотный детектор), 219ДС1 (ограничитель-дискриминатор), а также микросхемы 235ДА1, 235ДА2, 435ДА1, 175ДА1, в которых амплитудный детектор вы­полнен совместно с детектором АРУ, усилителем постоянного тока и змиттерным повторителем.

Детектор AM сигналов входит в состав многофункциональной микросхемы К2ЖА243.

В серии К224 выпускались ранее детекторы отношений К2ДС241 и К2ДС242, из которых второй был выполнен по более совершенной схеме.

Коммутаторы и ключи. Микросхемы коммутаторов и ключей включены в состав многих серий (К101, КН9, К124, К143, К149, К162, К168, К190, К228, 235, К265, К284, К286, 435, К743, К762 к др.).

Широко применяют биполярные интегральные прерыватели се­рий К101, К124, К162, К743, К762, основанные на эффекте после­довательной компенсации. Микросхемы серии К101 и их бескорпус­ные аналоги серии К743 выполнены на n-р-n, остальные на р-n-р транзисторах. Все прерыватели характеризуются примерно одина­ковым сопротивлением между эмиттерами (100 Ом). Наименьший ток утечки между эмиттерами (10 нА) характерен для прерывате­лей серии К101. Наиболее высоковольтными являются прерыватели серий К124 и К162.

По четыре нескомпенсированных ключа выполнены в микро­схемах серии К149, выпускаемых для разных градаций напряже­ния питания (3; 5; 12,6 В).

Микросхему К273КН1 можно применять как ключ среднего быстродействия с изолированной трансформаторной схемой управ­ления. Схема управления имеется в микросхеме К284КНЗ, выпол­ненной на полевых транзисторах и работающей в диапазоне до 1 МГц. Недостаток ключа — сравнительно большое (250 Ом) со­противление в открытом состоянии.

Хорошую развязку между управляющей и коммутируемой це­пями обеспечивают ключи на МДП-транзисторах. Это прежде всего четырехканальный переключатель К168КТ2, пятиканальный пере­ключатель напряжения К190КТ1 и сдвоенный двухканальный пере­ключатель К190КТ2, позволяющие коммутировать напряжения до 25 В при частоте коммутации до 1 МГц. Высококачественный двух­канальный переключатель со схемой согласования выходных уров­ней ТТЛ микросхем с входными уровнями МДП-транзисторов выполнен в микросхеме КР143КТ1.

В ряде серий имеются специализированные коммутаторы и ключи. В линейно-импульсных устройствах находят применение коммутатор КП9КП1 и диодный ключ К228КН1. До высоких ча­стот (свыше 15МГц) устойчиво работает диодный ключ К265КН1. Токовые ключи К286КТ1 и К286КТ2 обеспечивают сопротивление в открытом состоянии не более 0,6 Ом.

Микросхемы 235КП1, 235КП2, 435КН1 и 435КН2 предна­значены для коммутации трактов НЧ, ПЧ, а также для использо­вания в многочастотных гетеродинах аппаратуры KB и УКВ радио­связи.



Многофункциональные схемы. В сериях К НО, К174, К224, 235, К237, 435 и др. имеются микросхемы, условно называемые много­функциональными.

Микросхемы 235ХА6 и 435ХП1 включены в эту группу благо­даря универсальности применения, соответственно на частотах до 150 и 200 МГц. Их можно использовать при создании усилителей ВЧ, ПЧ, смесителя, гетеродина, ограничителя, умножителя частоты и т. д. Такими же универсальными свойствами обладают и многие другие микросхемы, обычно включенные в подгруппу усилителей. Чаще всего это микросхемы, содержащие дифференциальные кас­кады.

Остальные микросхемы рассматриваемой подгруппы выполняют одновременно несколько функций. Это микросхемы К140ХА1 (фа-зочувствительный усилитель-преобразователь), КД74ХА2 (усили­тель ВЧ с АРУ, преобразователь, усилитель ПЧ с АРУ), К2ЖА242 (смеситель, гетеродин), К2ЖА243 (детектор AM и усилитель АРУ), К2ЖА244 (усилитель-ограничитель), К237ХК1 (усилитель, преоб­разователь), К237ХК2 (усилитель ПЧ, детектор АРУ), К237ХКЗ (оконечный усилитель записи, усилитель с выпрямителем для ин­дикатора уровня записи), К237ХК5 (усилитель, преобразователь).

Модуляторы. Семь типов микросхем, относящихся к пяти се­риям КП9, К140, 219, 235 и 435, образуют подгруппу модуля­торов.

В нее входят: микросхема КН9МА1 регулирующего элемента АРУ (с глубиной регулирования коэффициента ослабления не ме­нее 5), три микросхемы 235МП1, 235МП2, 435МА1 кольцевых мо­дуляторов, из которых 235МП1 имеет наименьший частотный диа­пазон, две микросхемы подмодуляторов 219МС1 и 219МС2, пред­назначенных для управления варикапом, входящим в контур ге­нератора ЧМ сигналов, и балансный модулятор (перемножитель) К140МА1, который может быть использован в балансных моду­ляторах, фазовых детекторах, перемножителях и др.

Из подмодуляторов серии 219 микросхема 219МС1 имеет более высокий частотный диапазон (до 5 МГц), а микросхема 219МС2 обладает лучшей чувствительностью и позволяет получить более высокое выходное напряжение.



Наборы элементов. Большое разнообразие характерно для ми­кросхем, представляющих собой наборы элементов.

Микросхема К228НЕ1 содержит только конденсаторы (пять по 12000 пФ), микросхема К228НК1 представляет собой совокупность четырех диодов и четырех резисторов по 2 кОм, в микросхеме К260НЕ1 имеются 16 резисторов сопротивлением от 100 Ом до 10 кОм и 13 конденсаторов емкостью от 1000 пФ до 4700 пФ.

Пять разновидностей микросхем серии К142 выполнены в виде диодных матриц с различными вариантами соединения элементов (в микросхеме К142НД5 диоды не соединены).

Остальные микросхемы данной подгруппы представляют собой наборы транзисторов. Бескорпусные микросхемы серии К129 и их аналоги в корпусах типа 301.8 — 2 серии К159 содержат по два n-р-n транзистора для дифференциальных и операционных уси­лителей. Для этих же целей можно использовать согласованные транзисторные пары и одиночные транзисторы в микросхемах К198НТ1 — К198НТ8.

Пять n-р-n транзисторов (один из них в диодном включении) входят в состав микросхемы 219НТ1, четыре n-р-n транзистора — в состав микросхемы 2НТ192, три разобщенных n-р-n транзистора содержит микросхема К224НТ1. Для питания транзисторов микро­схем серии 219 необходимо напряжение 5 или 6 В, а напряжение источника питания микросхемы К224НТ1 составляет 15 В. По уси­лительным свойствам транзисторы этих микросхем практически одинаковы.

Согласованные пары полевых транзисторов имеются в микро­схемах серии К504. Транзисторы микросхем К504НТ1 и К504НТ2 работают при начальном токе стока не более 2 мА. Ток стока транзисторов в микросхемах К504НТЗ и К504НТ4 может дости­гать 20 мА.

Преобразователи. Микросхемы подгруппы преобразователей входят в основном в состав функционально-полных серий 219, К224, 235, 435 и ряда других.

Для преобразователей частоты в радиоаппаратуре в первую очередь может быть использована микросхема 219ПС1, выпускае­мая для диапазонов частот 44 — 55 МГц и 10 — 14 МГц, микросхе­мы 235ПС1 и 235ПС2, работающие на частотах до 150 МГц (раз­личие между ними по нижней граничной частоте, составляющей соответственно 600 и 50 кГц), микросхема двойного балансного смесителя 435ХА1 с еще более высокими рабочими частотами.



Микросхемы К228ПП1 и К228ПП2 используют как декодирую­ щие преобразователи при разных по полярности питающих напря­жениях (соответственно — 6,3 В и +6,3 В). Аналогичное назначе­ние имеют и микросхемы К265ПП1 и К265ПП2. К преобразова­тельным микросхемам относятся диодный мост КН9ПП1, управ­ляемый делитель для системы АРУ 235ПП1, преобразователь на­пряжения К224ПН1, ключевой элемент АРУ телевизионных при­емников и преобразователь напряжения АРУ серии К.245, а также управляемый преобразователь уровня К284ПУ1.

Вторичные источники питания. Для стабилизации напряжения в профессиональной и радиолюбительской аппаратуре выпускаются специализированные серии микросхем К142, К181, К275 и К299.

В серию КД42 входят стабилизаторы компенсационного типа с защитой от выхода из строя при коротком замыкании в нагрузке. Микросхемы К142ЕН1 и К142ЕН2 обеспечивают выходное напря­жение от 3 до 90 В при коэффициенте нестабильности по току и напряжению в пределах 0,1-0,5 %.. Микросхема серии К181 обес­печивает регулируемое стабилизированное напряжение 3 — 15 В. Ми­кросхемы серии К275 образуют комплект стабилизаторов с фик-сированным выходным напряжением от 1 до 24 В. Микросхемы К275ЕН7, К275ЕН9, К275ЕН12, К275ЕН14 и К275ЕН15 являются стабилизаторами отрицательного напряжения. Стабилизаторы се­рии К142 могут работать при большем выходном токе (до 150 мА), чем остальные микросхемы.

Большой интерес для радиолюбителей представляют микросхе­мы выпрямителей с умножением напряжения до 2000 — 2400 В, входящие в серию К299.

В подгруппу вторичных источников питания входит и микро­схема К2ПП241, предназначенная для стабилизации напряжения 3,3 — 3,9 В.

Устройства селекции и сравнения. Основу подгруппы состав­ляют компараторы, предназначенные главным образом для преоб­разователей аналоговых сигналов в цифровую форму.

Микросхема К521СА1 представляет собой двойной дифферен­циальный компаратор с двумя входами стробирования, позволяю­щий строить двухпороговые схемы с симметричным откликом на положительное и отрицательное превышение абсолютного уровня сигнала над пороговым уровнем.



Компаратор К521СА2 выполнен без входов стробирования. Его выходная мощность достаточна для управления десятью ТТЛ вен­тилями. Компаратор К521САЗ имеет более высокий коэффициент усиления (150000 по сравнению с 750) и может работать при сред­них входных токах менее 100 нА, в то время как два других ком­паратора работают при токах до 75 мкА.

Аналогичные компараторы входят в серию К554. В серии К597 имеется компаратор К597СА1, работающий при меньших токах стробирования и меньшем входном напряжении.

В подгруппу устройств селекции и сравнения входят и сущест­венно отличающиеся по назначению и основным параметрам ми­кросхемы: КП9СС1 и КП9СС2, представляющие собой элементы схем частотной селекции, КП9СВ1 (линейный пропускатель), К224САЗ (устройство сравнения амплитудное), K228CAI (устрой­ство сравнения токов) и др.

Усилители. В сериях аналоговых микросхем наиболее полно представлены усилительные микросхемы.

В усилителях ВЧ аппаратуры радиосвязи наиболее целесооб­разно использовать микросхемы К175УВ1, К175УВ2, 219УВ1, К265УВ1, К265УВ2, К265УВЗ, К265УВ4, К265УВ5, К265УВ6, К265УВ7, имеющие частотный диапазон до 60 МГц, а также ми­кросхемы 235УВ1 и 435УВ1, работающие на частотах до 150 — 200 МГц.

Для усилителей ПЧ выпускают микросхемы в сериях К174, К175, 219, 235, 435 и др. Микросхемы К174УР1, К174УР2, К174УРЗ предназначены для трактов ПЧ изображения и звука телевизион­ных приемников.

Несколько микросхем усилителей ПЧ предназначены для аппа­ратуры радиосвязи и радиовещания. Среди них можно выделить универсальный усилитель К175УВЗ с крутизной проходной харак­теристики 500 мА/В.

Микросхемы 235УРЗ, 235УР9, 235УР7 и 235УР11 выполнены с АРУ. Наибольшая глубина регулирования (не менее 86 дБ) до­стигнута в микросхемах 235УРЗ и 235УР9. В качестве усилителей ПЧ с АРУ можно использовать и микросхему усилителей ВЧ и ПЧ 435УВ1 с крутизной проходной характеристики не менее 60 мА/В, а также экономичный усилитель ПЧ 435УР1 с крутизной характеристики более 120 мА/В.



Широко представлены в рассматриваемых сериях микросхемы усилителей НЧ. По шумовым свойствам лучшими являются уси­лители серии К226. По усилительным свойствам можно выделить усилители К237УНЗ (Ku>1900) и К167УН1 (Я„=500-+-1300). Не­большим коэффициентом усиления характеризуются усилители НЧ серии КИ9 и отдельные — серии К226. Усилитель на микросхеме К237УН1 работает при коэффициенте нелинейных искажений не более 0,3%. Для остальных микросхем усилителей НЧ он состав­ляет 0,7 — 5 %.

Для радиолюбителей повышенный интерес представляют выход­ные усилители серий КН8 и К174 с выходной мощностью до 6 — 8 Вт.

Исключительно широкими функциональными возможностями характеризуются ОУ. Среди них наиболее высокий коэффициент усиления имеют ОУ К153УД5, КНОУД6, К544УД1А. Лучшее по­давление синфазной помехи обеспечивают ОУ К140УД13, К153УД5. Минимальное напряжение смещения у ОУ К140УД13, К153УД5, К153УД6, К140УД14. Наибольшее входное сопротивление имеют ОУ, выполненные на супер-0- или МДП-транзисторах. Это прежде всего ОУ серии К544, К284УД2, К140УД13, КНОУД14.

В наиболее широком частотном диапазоне могут устойчиво работать усилители К140УД10, К140УД11, К140УД5.

В качестве микромощных ОУ можно применять микросхемы К140УД12, К140УД14, К153УД4, К710УД1.

Некоторые из выпускаемых промышленностью микросхем пред­назначены для использования в различных по выполняемым функ­циям узлах. Это усилители К198УТ1, К265УВ5, К228УВ1 и др. На­пример, микросхему К228УВ1 можно использовать, выполняя апе­риодический или резонансный усилитель по схеме ОЭ, ОК., ОБ, смеситель, генератор, умножитель частоты, амплитудный детектор и др.

ПАРАМЕТРЫ ЦИФРОВЫХ МИКРОСХЕМ

Цифровые микросхемы предназначены для преобразо­вания и обработки сигналов, изменяющихся по закону дискретной, например двоичной, функции. Они применяются для построения цифровых вычислительных машин, а также цифровых узлов измери­тельных приборов, аппаратуры автоматического управления, связи и т. д.

По функциональному назначению цифровые микросхемы под­разделяются на подгруппы логических микросхем, триггеров, эле­ментов арифметических и дискретных устройств и др. Внутри каждой подгруппы по функциональному признаку микросхемы подразделяют на виды. Сведения о подгруппе и виде микросхемы содержатся в ее условном обозначении (см. Приложение).

Цифровые микросхемы выпускают сериями. В состав каждой серии входят микросхемы, имеющие единое конструктивно-техноло­гическое исполнение, но относящиеся к различным подгруппам и видам. В серии может быть также несколько микросхем одного вида, различающихся, например, числом входов или нагрузочной способностью. Чем шире функциональный состав серии, тем в боль­шей степени она обеспечивает выполнение требований к микроэлек­тронной аппаратуре в отношении компактности, надежности и эконо­мичности, поскольку применение микросхем одной серии исключает необходимость в дополнительных, например согласующих, устрой­ствах.

Таблица 4.1

Вид логики	Полярность напряжения питания
Положительная	Отрицательная
Положительная
Отрицательная

Большинство цифровых микросхем и все те, о которых будет идти речь в этой книге, относятся к потенциальным микросхемам: сигнал на их входе и выходе представляется высоким и низким уровнем напряжения. Указанным двум состояниям сигнала ставят­ся в соответствие логические значения 1 и 0. В зависимости от кодирования состояния двоичного сигнала различают положитель­ную и отрицательную логику (табл. 4.1).

Логические операции, выполняемые микросхемами, обычно ука­зывают для положительной логики. Однако есть и исключения из этого правила, они в тексте будут оговорены.

Длительность потенциального сигнала определяется сменой информации: например, длительность сигнала на выходе микросхе­мы определяется временным интервалом между двумя входными сигналами. Иногда применительно к потенциальным микросхемам говорят, что они управляются положительными или отрицательны­ми импульсами. В таких случаях речь идет о том, что для измене­ния состояния микросхемы необходимо на заданное время изменить уровень входного сигнала с 1 на 0 (отрицательный импульс) либо с 0 на 1 (положительный импульс).
Свойства цифровых микросхем характеризуют системой элек­трических параметров, которые для удобства рассмотрения разде­лим на статические и динамические.
Статические параметры характеризуют микросхему в статиче­ском режиме. К ним относятся:
напряжение источника питания Uи.п; входное U°вх и выходное U°вых напряжения логического 0; входное U1вх и выходное U1вых напряжения логической 1; входной IОвх, I'вх и выходной I°Вых, I'Вых токи логического 0 и логической 1;
коэффициент разветвления по выходу Kраз, определяющий чис­ло входов микросхем — нагрузок, которые можно одновременно подключить к выходу данной микросхемы; в этом смысле часто употребляют термин «нагрузочная способность» микросхемы;
коэффициент объединения по входу Коб, определяющий число входов микросхемы, по которым реализуется логическая функция; допустимое напряжение статической помехи Ua;
средняя потребляемая мощность РПот,ср.
Последние два параметра нуждаются в кратком пояснении.
Допустимое напряжение статической помехи характеризует ста­тическую помехоустойчивость микросхемы, т. е. ее способность про­тивостоять воздействию мешающего сигнала, длительность которого значительно превосходит время переключения микросхемы. Такая помеха и названа статической. Напряжение допустимой статиче­ской помехи обычно определяется как разность выходного и вход­ного напряжений, соответствующих уровню логической 1 либо уров­ню логического 0 (в расчет принимается наименьшее значение Ua): U1n=U1BbIX — U1вx; U0п = U°вх-U°вых.


Средняя потребляемая мощность определяется выражением
PnoT.cp = (Р0пот + Рпот) /2,
где Рпот, Р'пот — потребляемая микросхемой мощность в состоянии соответственно 0 и 1 на выходе.
Общепринятое усреднение потребляемой мощности оправдано тем, что обычно во время работы в составе цифрового устройства логические микросхемы половину времени находятся в открытом состоянии, а другую половину времени — в закрытом.
Средняя потребляемая мощность тесно связана с быстродейст­вием микросхемы (ее временем переключения или рабочей частотой переключения); чем больше средняя потребляемая мощ­ность, тем с большей часто­той может переключаться ми­кросхема.

Рис. 4.1. Временные диаграммы напряжений на входе и выходе логической микросхемы
Для многих типов микро­схем характерно заметное уве­личение потребляемой мощно­сти с ростом частоты пере­ключения, что связано с увеличением потребления
мощности в процессе пере­ключения по сравнению со статическим режимом. Учиты­вая это, следует при расчетах реального энергопотребления цифрового устройства ориен­тироваться на мощность, по­требляемую микросхемами в режиме переключения с заданной частотой, т. е. на мощность, по­требляемую в динамическом режиме.
Динамические параметры характеризуют свойства микросхемы в режиме переключения. В основном это временные параметры ми­кросхемы:
время перехода из состояния логического 0 в состояние логиче­ской 1 t0,1;
время задержки распространения сигнала при выключении ми­кросхемы t0,1зд, р;
время перехода из состояния логической 1 в состояние логиче­ского 0 t1,0;
время задержки распространения сигнала при включении ми­кросхемы t 1,0Здр;
среднее время задержки распространения сигнала tзд,р,ср.
Динамические параметры определяют при сравнении сигналов на входе и выходе логического элемента. На рис. 4.1 приведены временные диаграммы входного и выходного сигналов и показаны уровни отсчета, относительно которых определяют динамические параметры.


Среднее время задержки служит усредненным параметром быст­родействия и определяется как полусумма задержек t0,1зд.р и t1,0зд.р.
Этот параметр часто является основным при расчете рабочей часто­ты сложных логических устройств.
Среднее время задержки зависит от многих факторов: принци­па построения логических элементов, наличия или отсутствия режи­ма насыщения у входящих в схему транзисторов, величины пере­ключающих токов и т. д. Кроме того, на среднее время задержки оказывают существенное влияние и условия работы микросхемы: температура окружающей среды, изменения питающих напряжений, емкость нагрузки и т. д.
Стремление обеспечить высокую надежность аппаратуры за­ставляет принимать в расчет те значения параметров логических элементов, в том числе и среднего времени задержки, которые соответствуют наихуд­шим условиям их работы.

Рис. 4.2. Характеристика динами­ческой помехоустойчивости логи­ческой микросхемы
При использовании в рас­четах справочных данных не­обходимо обращать внимание на то, для каких условий приведены эти данные и при необходимости перерассчиты­вать параметры с учетом ре­альных условий работы ми­кросхем.
Например, расчеты, уточ­няющие среднее время за­держки, можно производить с помощью коэффициентов, от­ражающих влияние на значение среднего времени задержки тем пературы «9 и емкости нагрузки Кс:

При этом предполагается линейная зависимость среднего време-ни задержки от указанных факторов.
К числу динамических параметров следует отнести также ди­намическую помехоустойчивость, характеризующую способность ми­кросхемы противостоять воздействию импульсной помехи, длитель­ность которой соизмерима со средним временем задержки переда­чи сигнала через микросхему.
Количественно динамическая помехоустойчивость определяется амплитудой и длительностью импульса помехи, но чаще с помощью характеристики (рис. 4.2), отражающей зависимость допустимой амплитуды импульса помехи от длительности этого импульса.Из рисунка видно, что по мере увеличения длительности импульса по­мехи допустимая амплитуда помехи снижается до уровня макси­мально-допустимого напряжения статической помехи.
Заметим, что указанные параметры широко используют для ха­рактеристики как микросхемы в целом, так и отдельных ее элемен­тов: логических элементов, триггеров и др.
Эксплуатационные параметры характеризуют работоспособность интегральных микросхем в условиях воздействия окружающей сре­ды. К ним относятся: диапазон рабочих температур, допустимые механические нагрузки (вибрации, удары, линейные ускорения), границы допустимого изменения атмосферного давления, наиболь­шая влажность и некоторые другие.

Пленочные интегральные микросхемы

Второй разновидностью микросхем являются пленочные микро­схемы, подразделяемые на тонкопленочные и толстопленочные. Бо­лее совершенны и шире распространены тонкопленочные микросхе­мы. Их выполняют на диэлектрической подложке (из стекла, ситал-ла, керамики), элементами их являются резисторы и конденсаторы. Иногда используют индуктивные элементы.

Резисторы изготавливают напылением на подложку 3 (рис. 1.11) через трафарет тонкой пленки высокоомного материала (нихром, тантал, сплав МЛТ) нужной конфигурации. Концы полученного ре-зистивного элемента 1 соединяют с пленочными контактными пло­щадками 2, выполняемыми из металла, обладающего высокой элек­тропроводностью (алюминий, медь, золото).

Электрическое сопротивление такого резистора может быть от 10 Ом до 1 МОм в зависимости от толщины, ширины и длины ре-зистивной полоски, а также удельного сопротивления материала. Отклонение от номинала 5 — 10 %; применяя подгонку, можно полу­чить отклонение менее 0,1 %. Температурный коэффициент сопро­тивления (50 — 500)-10-6 град-1. Допустимая удельная мощность рассеяния составляет 1 — 3 Вт/см2. Благодаря малой собственной индуктивности тонкопленочные резисторы имеют частотный диапазон до 1000 МГц.

Конденсаторы выполняют на диэлектрической подложке 1 (рис. 1.12) последовательным напылением трех слоев: металл — ди­электрик — металл. Металлические слои 3, образующие обкладки конденсатора, изготовляют обычно из алюминия. В качестве диэлек­трика 2 используют окись кремния, окись алюминия, боросиликатное стекло и др. Емкость такого конденсатора в зависимости от площа­ди обкладок, толщины и диэлектрической проницаемости диэлектри­ка составляет от 100 до 5000 пФ при рабочем напряжении до 60 В. Температурный коэффициент емкости (35 — 400)10~в град-1, частот­ный диапазон до 300 — 500 МГц.

Индуктивные элементы могут быть выполнены в виде однослой­ных многовитковых спиралей, однако индуктивность их не превы­шает 20 мкГн при добротности не более 50.

На базе пленочной технологии до сих пор не удалось создать достаточно надежные транзисторы или другие активные элементы, поэтому пленочные микросхемы имеют ограниченное самостоятель­ное применение и большей частью составляют основу гибридных микросхем.

                                            

Рис. 1.11. Интегральный пле­ночный резистор

Рис. 1.12. Интегральный пле­ночный конденсатор

Полупроводниковые интегральные микросхемы

Наибольшее распространение получили ИС, у которых все эле­менты и межэлементные соединения выполнены в объеме и на по­верхности полупроводника. Их называют полупроводниковыми.

Для изготовления полупроводниковых микросхем используют кремниевые монокристаллические пластины диаметром не менее 30 — 60 мм и толщиной 0,25 — 0,4 мм. Элементы микросхемы — бипо­лярные и полевые транзисторы, диоды, резисторы и конденсаторы — формируют в полупроводниковой пластине методами, известными из технологии дискретных полупроводниковых приборов (селективная диффузия, эпитаксия и др.) [5]. Межсоединения выполняют напы­лением узких проводящих дорожек алюминия на окисленную (т. е. электрически изолированную) поверхность кремния, имеющую окна в пленке окисла в тех местах, где должен осуществляться контакт дорожек с кремнием (в области эмиттера, базы, коллектора тран­зистора и т. д.). Для соединения элементов микросхемы с ее выво­дами на проводящих дорожках создаются расширенные участки —контактные площадки. Методом напыления иногда изготавливают также резисторы и конденсаторы.

Рис. 1.3. Основные части микросхемы

 

Рис. 1.4. Интегральный бипо­лярный транзистор, изолиро­ванный электронно-дырочным переходом

Рис. 1.5. Интегральный много-эмиттерный транзистор

Изготовление полупроводниковых микросхем осуществляют групповым методом, при котором на одной пластине 1 (рис. 1.3) одновременно создают большое число (до 300 — 500) одинаковых функциональных структур (наборов элементов и межсоединений). Одновременной обработке подвергается до 20 пластин. После вы­полнения всех операций по формированию элементов и межсоеди­нений пластину разрезают на отдельные платы 2, называемые кри­сталлами. Каждый кристалл содержит одну функциональную струк­туру. Его закрепляют на основании корпуса 3, контактные площадки соединяют с выводами микросхемы с помощью тонких проводничков, затем на основание надевают крышку корпуса 4 и корпус герметизируют, чем обеспечивается защита кристалла от воздействий окружающей среды.

Рассмотрим теперь особенности устройства элементов полупро­водниковых микросхем, которые обусловлены необходимостью изо­ляции элементов от тела кристалла, обладающего заметной элек­трической проводимостью. Изоляцию элементов осуществляют либо с помощью дополнительного электронно-дырочного перехода, находя­щегося под обратным напряжением, либо с помощью тонкого слоя диэлектрика, например двуокиси кремния. Первый способ более прост и дешев и поэтому наиболее распространен, но он не позво­ляет получить ток утечки на тело кристалла менее 10 нА и емкость элемента по отношению .к телу кристалла менее 2пФ. Второй способ более сложен и дорог, но снижает ток утечки в тысячи раз, а емкость — в десятки раз.

Биполярные транзисторы. Структура транзистора, изолирован­ного электронно-дырочным переходом, показана на рис. 1.4. Элек­трод коллектора К расположен в интегральных транзисто­рах на верхней поверхности кристалла, там же находятся элек­троды эмиттера Э и базы Б. Чтобы в этих условиях обеспечить низкоомный путь для коллекторного тока к электроду коллектора K, под n-областью коллектора создают скрытый слой n+, обладаю­щий повышенной проводимостью. Изо тирующий переход образуется вдоль линии, разделяющей «-область коллектора и «+-область его скрытого слоя от р+-областей и р-области тела кристалла.

                                                         


Рис. 1.6. Интегральные полу­проводниковые диоды (схема соединения)

Рис. 1.7. Интегральный МДП-транзистор

Транзисторы полупроводниковых микросхем могут иметь не сколько отдельных эмиттеров при одной базе и одном коллекторе. Такие транзисторы называются многоэмиттерными. Их устройство показано на рис. 1.5, а способы использования рассмотрены в гл 4 Если в полупроводниковой микросхеме применяют диэлектриче­скую изоляцию элементов, то транзисторы имеют такую же двух­переходную структуру, как и их дискретные аналоги.

Значения параметров интегрального биполярного транзистора определяются, как обычно, концентрационным профилем структуры, площадью переходов, электрофизическими параметрами материала.


Максимальный коллекторный ток может достигать 50 мА коэффи­циент передачи тока базы от 20 до 50, обратные токи переходов менее 10 нА, максимальное коллекторное напряжение до 40 В ппе-дельная рабочая частота до 1000 МГц. Освоены способы изготов­ления транзисторных структур имеющих коэффициент передачи тока базы до нескольких тысяч [13].

Полупроводниковые диоды. Для упрощения технологического цикла диоды изготавливают на основе транзисторных структур Для быстродействующих диодов используют эмиттерный переход пои соединенном с базой коллекторе (рис. 1.6,а). Для диодов, которые должны иметь большое пробивное напряжение, используют коллек­торный переход, а эмиттер соединяют с базой (рис 1 66) Во вто­ром случае скорость переключения получается в десятки раз ниже из-за большего значения неравновесного заряда, накапливающегося не только в области базы, но и в области коллектора а также из-за большей емкости перехода.

МДП-транзисторы. Эти приборы не нужно специально изолиро­вать от тела кристалла, так как у них область «сток — канал — исток» уже изолирована от тела кристалла электронно-дырочным переходом, образующимся вдоль линии, разделяющей р-область тела кристалла от л+-области истока, л-области канала и л+-области стока, и этот переход имеет обратное смещение в рабочем режиме (рис. 1.7). Площадь, занимаемая на подложке МДП-структурой оказывается при этом в сотни раз меньше, чем у биполярных струк­тур, что позволяет получить значительно большую плотность разме­щения элементов на подложке.

Интегральные МДП-транзисторы имеют следующие значения параметров: ток стока до 10 мА, напряжение стока до 30 В вход­ное сопротивление — десятки МОм, предельная частота — сотни МГц Таким образом, интегральные МДП-транзисторы являются сравни­тельно низкочастотными элементами, что обусловлено большими межэлектродными емкостями.

Конденсаторы. В полупроводниковых микросхемах применяют в основном р — n-конденсаторы, в качестве которых используют кол­лекторный переход 1 транзисторной структуры (рис 1 8) Эмиттер-ную область в данном случае не формируют.


Изолирующий р — n-пе­реход 2 отделяет р — «- конденсатор от тела кристалла. Выводами конденсатора являются алюминиевые электроды 3, 4 Конденсаторы, один вывод которых должен быть соединен с телом кристалла, могут выполняться на основе изолирующего перехода.

Емкость р—n-конденсатора определяется площадью перехода и обычно не превышает 100 пФ. Добротность низкая — не более 10 отклонение от номинала большое — до 30%, температурный коэф­фициент емкости до 10~3 град-1. v

                                                  

Рис. 1.8. Интегральный конден­сатор                               Рис. 1.9. Диффузионный рези­стор

Малый диапазон емкостей, низкая добротность, высокий темпе­ратурный коэффициент и зависимость емкости от приложенного на­пряжения не позволяют в ряде случаев использовать р — n-конден-саторы. Тогда применяют пленочные конденсаторы типа «металл — диэлектрик — металл». Их выполняют последовательным напылением трех тонких слоев (проводящего, изолирующего и проводящего) на изолирующую пленку двуокиси кремния, находящуюся на поверхно­сти полупроводниковой пластины. Емкость таких конденсаторов до­стигает 500 пФ при отклонении от номинала не более 5 — 10%, доб­ротность — до 100, температурный коэффициент до 10~4 град-1, рабочее напряжение — до 60 В.

Применяют также конденсаторы типа МДП, у которых нижнюю обкладку образует эмиттерный слой транзисторной структуры, ди­электриком является пленка двуокиси кремния, а верхняя обклад­ка — металлическая. Вследствие большого сопротивления потерь нижней (полупроводниковой) обкладки такие конденсаторы несколь­ко уступают конденсаторам с металлическими обкладками, но проще их в изготовлении. По сравнению с парамерами р — n-конденсаторов параметры МДП-конденсаторов значительно выше.

Резисторы. Для формирования в полупроводниковой пластине области, обладающей требуемым электрическим сопротивлением, обычно используют базовый слой транзисторной структуры (рис. 1.9) и, иногда, эмиттерный или коллекторный слои.


Такие резисторы на­зываются диффузионными. Алюминиевые межсоединения 1 имеют контакт с резистивным элементом 2 через окна в изолирующей плен­ке двуокиси кремния. Электронно-дырочный переход 3 изолирует резистивный элемент от тела кристалла.

Поскольку такие параметры диффузионных слоев, как толщи­на, концентрация и распределение примеси, задаются требованиями к транзисторным структурам, необходимое сопротивление резистив-ного элемента может быть получено лишь путем выбора слоя и его ширины и длины. Эмиттерный слой, имеющий более высокую кон­центрацию примесей, используют для получения резисторов с малым сопротивлением (от 2 до 30 Ом), а базовый слой — с большим со­противлением (от 100 Ом до 20 кОм). Отклонение от номинала достигает 20%, предельная частота — до 100 МГц, максимальное рабочее напряжение 5 и 20 В соответственно и температурный ко­эффициент 1-10-4 град-1 и 1-10-3 град-1, соответственно.

В полупроводниковых микросхемах обычно применяют диффу­зионные резисторы, но если требуемый номинал сопротивления не может быть с их помощью реализован, то в качестве резистивного элемента используют дорожки из пленки высокоомного металла на­пыленные, как и межсоединения, на изолирующую пленку двуокиси кремния, покрывающую поверхность кристалла. Эти резисторы на­зываются пленочными, их устройство рассмотрено в § 1.2.2.



Рис. 1.10. Крис­талл полупровод­никовой микросхе­мы

В качестве резисторов в полупроводниковых микросхемах используют также канал МДП-транзистора. Сопротивление при этом может регулироваться изменением напряжения, подаваемого на за­твор (минимальное сопротивление около 10 Ом).

Размещение элементов, межсоединений и контактных площадок на поверхности и внутри кристалла полупроводниковой микросхемы иллюстрирует рис. 1.10. На рис. 1.10,а показана принципиальная схема функционального узла, выполненного в виде данной микросхе-мы. Это логический элемент ИЛИ-НЕ, состоящий из двух тран­зисторов Т, и Т2 и трех резисторов R,, R2 и я3.


Принцип действия этого элемента рассмотрен в гл. 4. На рис. 1.10,6 показан кристалл полупроводниковой микросхемы, представляющий собой данный функциональный узел (вид сверху). Обозначения те же что и на принципиальной схеме. Области, занятые транзисторными структу­рами, отмечены буквами Т, и Т2, выводы их эмиттеров — Э коллек­торов-K, баз -Б, пленочные резисторы Rь R2, R3 (отмечены точ­ками). Межсоединения и контактные площадки 1, 2, 3, 4, 5 отме­чены штриховкой. Область, занимаемая элементами на кристалле имеет размеры 1x1 мм. На рис l.l0.e показан разрез кристалла по А-А. Видны эмиттерная n+-область транзистора Т1 и вывод его эмиттера Э, базовая р-область и ее вывод Б, коллекторная n-область и ее вывод K, а также изолирующий слой двуокиси крем­ния на поверхности подложки (заштрихован) и пленочные резисто­ры R1 и R3 (отмечены точками).

Рассмотренная полупроводниковая микросхема имеет пять элр ментов: два транзистора и три резистора. В выпускаемых промышленностью микросхемах число элементов на кристалле значительно больше, иногда оно исчисляется десятками и даже сотнями тысяч.

ПОНЯТИЕ ОБ УРОВНЯХ ПРОГРАММНОГО УПРАВЛЕНИЯ И ПРЕДСТАВЛЕНИИ ДАННЫХ В МИКРОПРОЦЕССОРЕ

Различают два уровня программного управления: командный и микропрограммный. В зависимости от реализации того или дру­гого уровня программного управления МП делят на два класса. Кратко рассмотрим основные особенности каждого из них.

Микропроцессоры с управлением на уровне команд требуют, чтобы программа была составлена с использованием строго опре­деленного набора (списка) команд. Эта особенность МП обусловле­на принципом «жесткой логики» для реализации УУ. В соответствии с этим принципом логические связи в УУ закреплены таким обра­зом, что каждому поступившему на вход коду команды соответст­вует своя система управляющих сигналов. Изменение и наращива­ние списка команд не допускается. Поэтому при необходимости вы­полнить операции, для которых нет соответствующих команд в спис­ке, требуется подпрограммы. Каждая подпрограмма составляется из группы разрешенных для данного МП команд.

Решение задач с использованием подпрограмм значительно сни­жает скорость обработки и, следовательно, эффективность примене­ния МП. Поэтому стремятся к тому, чтобы микропроцессоры с управлением на командном уровне имели гибкую и развитую си­стему команд. Примером МП рассмотренного класса может служить К580ИК80.

Рис. 5.6. Структура микропро­цессора с микропрограммным управлением

Микропроцессоры с микропрограммным управлением существен­но отличаются от рассмотренных прежде всего по принципу по строения УУ. В составе УУ такого МП находится ЗУ с за­писанными в нем микрокоманда­ми (ЗУМК). По микрокомандам (МК), как правило, выполняют­ся простейшие операции: сложе­ние вычитание, сдвиг и тому по­добные. Каждой МК соответ­ствуют одно или несколько эле­ментарных машинных действ гй, выполняемых за один такт и на­зываемых микрооперациями.

В ЗУМК микрокоманды рас­положены в определенной после­довательности и составляют ми­кропрограмму; ЗУМК содержит несколько микропрограмм. Функ­ции ЗУМК обычно выполняет ПЗУ.
Структура МП с микропро­граммным управлением (рис. 5.6) включает АЛУ с регистром-нако­пителем (аккумулятооом) РИ, РОИ и УУ, которое состоит из ЗУМК, блока формирования ад­реса МК (БАМК) и регистра микрокоманд (РМК), предназна-ценного для кратковременного запоминания той МК, которая подлежит исполнению.

Код МК имеет одноадресную структуру [КОп. Адрес]. В нем содержится адрес только того чис­ла, которое будет выбрано из. ЗУ. Другое число, участвующее в операции, предварительно засылается в РН. В качестве сверхопе­ративного внутреннего ЗУ чисел используются РОН Арифметико-логическое устройство может через свои мультиплексоры получить числа и из внешнего ЗУ. Инструкция об адресах выбираемых чисел содержится в коде МК. После выполнения в АЛУ операции, задан­ной КОп, результат помещается в РН. Затем выбирается из ЗУМК следующая по порядку МК, исполняется и т. д.

Существует принудительный способ формирования адреса сле­дующей МК, при котором этот адрес указывается в предыдущей МК- код МК включает два адреса и имеет структуру (КОп. Адрес числа. Адрес МК]. Адрес следующей МК передается в БАМК по цепиГ показанной на рис. 5.6 пунктиром.

Существует принципиальная возможность организации процесса ранения задач только на уровне микропрограммы. Однако из-за громоздкости программ и трудностей по их составлению и контро­лю вводят для таких МП второй уровень программного управле­ния — командный.

Разрабатывается система команд, каждой из которых соответ­ствует своя микропрограмма. Можно использовать систему команд какой-нибудь большой ЭВМ с хорошо развитым математическим обеспечением и приспособить ее для данного МП. Для этого необ­ходимо составить микропрограмму для каждой команды. Такой спо­соб использования МП называется эмулированием другой ЭВМ.

Таблица 5.2

	Номер микрооперации
1	2	3	4	1	2	з	«
Место выполне­ния микроопе­рации	БАМК	ЗУМК	ЗУ чисел	АЛУ	БАМК	ЗУМК	ЗУ-чисел	АЛУ
Номер цикла	n	n+1

Микропрограммы различных операций хранятся в ПЗУ. Адрес ячейки ПЗУ, с которой начинается микропрограмма данной опера­ции, служит кодом операции в составе команды. Система команд, т. е. программа, заносится во внешнее ЗУ. Процесс вычислений начинается с выборки первой команды из ЗУ команд. Она записы­вается в регистр команд УУ и присутствует в УУ все время, пока идет процесс выполнения одной операции программы.

Взаимодействие узлов МП вычислительного средства на рис. 5.6 можно представить через последовательность микроопераций:

1-я микрооперация: формирование адреса в БАМК->ЗУМК [адрес МК формируется в БАМК и поступает в ЗУМК];

2-я микрооперация: выборка из ЗУМК кода МК->РМК [в ЗУМК из ЯП с номером, указанным адресом в коде МК, выбирается эта МК и пересылается в РМК];

3-я микрооперация: выборка из ЗУ чисел [в ЗУ из ячейки, номер которой указан в адресной части команды, выбирается чис­ло D];

4-я микрооперация: формирование результата [в АЛУ выпол­няется микрооперация, заданная КОп, и формируется результат, который заносится в РН: (РН) *D->РН].

Последовательность микроопераций, при выполнении которых выбирается из ЗУ и исполняется одна микрокоманда, образует ми­кропрограмму цикла работы МП вычислительного средства (табл. 5.2).

Стремление повысить быстродействие МП вычислительных средств привело к совмещению во времени независимых микроопераций. Например, пока выполняется третья и четвертая микроопе­рации (ЗМО и 4МО), проводится подготовка следующего цикла, т. е. выполняются первая и вторая микрооперации (рис. 5.7). Спо­соб выполнения микропрограмм, при котором осуществляется ча­стичное наложение нового цикла на предыдущий, называется кон­вейерным. Длительность цикла указывается в качестве одной из ха­рактеристик МП. Например, для МП К589 серии оно составляет 150 нc.



Рис. 5.7. Конвейерный способ выполнения микропро­грамм

Естественный порядок выполнения МК может быть нарушен при использовании признака полученного результата.


Таким обра­зом, МП с микропрограммным управлением допускает изменение и наращивание списка команд, что обеспечивает гибкость в исполь­зовании МП для решения разнообразных задач. Микропрограммный уровень управления характерен для многих выпускаемых промыш­ленностью МП.

Микропроцессор работает с числами конечной и вполне опре­деленной длины (разрядности), выражаемой в битах или байтах (один байт равен 8 битам).

По способу формирования разрядности обрабатываемых чисел МП подразделяют на МП с фиксированной и МП с наращиваемой разрядностью чисел. Микропроцессор с фиксированной разрядно­стью, например восьмиразрядный К580ИК80, может непосредствен­но обрабатывать числа в 1 байт. Увеличить разрядность можно толь­ко программным путем. Программа составляется таким образом, чтобы была обеспечена обработка числа по частям. Скорость обра­ботки при этом существенно снижается. Такие МП имеют однокри­стальное исполнение.

Микропроцессоры с наращиваемой разрядностью обрабатывае­мых чисел составляются из нескольких функциональных узлов, каж­дый из которых выполняется в виде БИС. Основным функциональ­ным узлом такого МП является центральный процессорный элемент (ЦПЭ) предназначенный для обработки нескольких (2, 4, 8, 16) разрядов чисел и допускающий объединение с другими ЦПЭ для формирования процессора с требуемой разрядностью.

Центральный процессорный элемент в своей структуре содер­жит А.ЛУ, регистры, мультиплексоры, дешифраторы микрокоманд.

Наряду с ЦПЭ для формирования МП рассматриваемого класса используются БИС блока микропрограммного управления (на мое часто «управляющей памятью», различные сопрягающие БИС. Соединяя ЦПЭ и другие микросхемы комплекта, можно получить микро-ЭВМ с нужной разрядностью обрабатываемых чисел.

XXVI съезд КПСС выдвинул среди

XXVI съезд КПСС выдвинул среди других задачу тех­нического перевооружения производства, быстрейшего создания и повсеместного внедрения принципиально новой техники и материа­лов. В решении этой задачи важная роль принадлежит современной Микроэлектронике. В планах экономического развития нашей страны указан ряд важнейших технических областей, таких как, например, Встроенные системы автоматического управления, где уже сегодня должна широко внедряться самая современная микроэлектронная элементная база, микропроцессоры и микро-ЭВМ.
Проникнув в разнообразные виды радиоэлектронной техники — от сложнейших управляющих комплексов до бытовых приборов и устройств, интегральные микросхемы значительно расширили сферу применения радиоэлектронных средств и обеспечили высокий техни­ко-экономический эффект от их внедрения. В связи с этим возникает необходимость в ознакомлении широкого круга читателей, интере­сующихся успехами полупроводниковой электроники и имеющих опыт работы в данной области, с номенклатурой и с практическими вопросами применения интегральных микросхем, выпускаемых оте­чественной промышленностью, с особенностями конструирования ра­диоэлектронной аппаратуры на их основе.
Первое издание книги вышло в 1978 г. За прошедшее время достигнуты значительные успехи в развитии микроэлектронной эле­ментной базы. Популярные серии микросхем пополнились сложными микроэлектронными функциональными узлами с высокой степенью интеграции. Разработаны и освоены в серийном производстве новые серии аналоговых и цифровых микросхем, построенные на перспек­тивных схемотехнических принципах и имеющие улучшенные функ­циональные и электрические характеристики.
В практику разработки радиоэлектронной аппаратуры все шире внедряются программно-управляемые универсальные микроэлектрон­ные устройства — микропроцессоры. Выпускаемые серийно комплек­ты микропроцессорных интегральных схем по своим функциональ­ным возможностям и электрическим характеристикам удовлетворяют требованиям многих областей применения: аппаратуры автоматиче­ского управления, связи, измерительной техники, бытовых приборов и т.
д. Появились первые однокристальные микро-ЭВМ.
Значительно расширена номенклатура микроэлектронных опера­ ционных усилителей, микросхем для запоминающих устройств, ана­лого-цифровых и цифроаналоговых преобразователей и др.
Накоплен большой практический опыт по применению микро­схем в радиоэлектронной аппаратуре, в том числе и радиолюби­тельской.
Указанные изменения, произошедшие после выхода в свет пер­вого издания книги, обусловили необходимость ее второго издания, переработанного и дополненного.
В предлагаемой читателям книге даны общие сведения об инте­гральных микросхемах, выпускаемых промышленностью, рассмотрены принципы их функциональной классификации, приведены коли­чественные значения основных параметров, изложены конструктив­ные особенности микросхем. Рассмотрен состав основных серий ана­логовых и цифровых микросхем, приведены примеры реализации на них функциональных узлов. Изложены особенности и примеры при­менения микросхем в радиолюбительских разработках.
Рассмотрены также особенности проектирования, конструирова­ния и эксплуатации аппаратуры на микросхемах.
В целом задачей книги является показ возможностей отечест­венных микросхем, а также условий их применения на базе обоб­щения практического опыта.
Во втором издании книги существенно обновлены все главы, включен материал по микросхемам, выпущенным отечественной про­мышленностью в последние годы, значительное внимание уделено тем из них, в рекомендациях по применению которых особенно остро нуждаются радиолюбители. В книгу введены две новые гла­вы, посвященные микропроцессорам, большим интегральным схемам памяти, аналого-цифровым и цифроаналоговым преобразователям, даны описания и принципы реализации новых устройств промыш­ленной и бытовой техники.
Глава 1 написана Батушевым В. А., гл. 2 — Вениаминовым В. Н., гл. 3 и § 7.6 — Ковалевым В. Г., гл. 4 и 5 — Лебедевым О. Н., гл. 6, 7 (кроме § 7.6) и 8 — Мирошниченко А. И., § 7.3 — написан совместно Ковалевым В.Г. и Мирошниченко А. И.
При подготовке второго издания были учтены критические за­мечания, пожелания и рекомендации многочисленных читателей, приславших письма. Авторы выражают признательность канд. техн. наук Бедрековскому М. А. за ценные замечания, сделанные им при рецензировании книги.
Авторы надеются, что книга будет с интересом встречена ши­роким кругом радиолюбителей.
Отзыв о книге просим присылать по адресу: 101000, Москва, Главпочтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь», Массовая ра­диобиблиотека.
Авторы

СИСТЕМА ОБОЗНАЧЕНИЙ МИКРОСХЕМ

В соответствии с ГОСТ 18682—73, введенном в июне 1974 г., обозначение микросхемы состоит из четырех основных элементов.

Первый элемент — цифра, указывающая тип микросхемы по кон­структивно-технологическому признаку: 1, 5, 7 — полупроводнико­вые; 2, 4, б, 8 — гибридные; 3 — прочие (пленочные, керамические, вакуумные и т. д.).

Второй элемент — две цифры, указывающие номер разработки. Первый и второй элементы составляют номер серии, к которой при­надлежит микросхема.

Третий элемент — две буквы, обозначающие функциональную подгруппу и вид микросхемы (см. табл. П1).

Четвертый элемент— порядковый номер разработки микросхе­мы з серии среди микросхем одного вида.

При необходимости в обозначение перед первым элементом мо­гут быть введены дополнительные буквенные индексы: К — для ми­кросхем, используемых в устройствах широкого применения; КМ — для микросхем широкого применения, выпускаемых в керамическом корпусе; ЭК — для микросхем, выпускаемых на экспорт (с шагом вызсдоз корпуса 2,54 мм).

Таблица П1

Вид микросхемы	Обозна чение
Генераторы сигна­лов:
гармонических	ГС
прямоугольных	гг
линейно-изменяющихся	гл
специальной формы	ГФ
шума	гм
прочие	гп
Усилители:
высокой частоты	УВ
промежуточной частоты	УР
низкой частоты	УН
импульсных сигналов	УИ
повторители	УЕ
считывания и воспроиз­ведения	УЛ
индикации	УМ
постоянного тока	УТ
операционные и диффе­ренциальные	УД
прочие	УП
Преобразователи:
частоты	ПС
фазы	ПФ
длительности	пд
напряжения	пн
мощности	пм
уровня (согласователи)	ПУ
код — аналог	ПА
аналог — код	пв
код — код	ПР
прочие	пп
Модуляторы:
амплитудные	МА
частотные	мс
фазовые	МФ
импульсные	ми
прочие	МП
Детекторы:
амплитудные	ДА
частотные	дс
фазовые	ДФ
импульсные	ди
прочие	дп
Вид микросхемы	Обозна­чении
Фильтры: верхних частот	ФВ
нижних частот	ФН
полосовые	ФЕ
режекторные	ФР
прочие	ФП
Коммутаторы и ключи:
тока	кт
напряжения	кн
прочие	кп
Устройства селекции и сравнения:
амплитудные (уровня сигналов)	СА
временные	СВ
частотные	СС
фазовые	СФ
прочие	СП
Логические элемен­ты:
И	ли
ИЛИ	лл
НЕ	ли
И — ИЛИ	лс
И — НЕ	ЛА
ИЛИ — НЕ	ЛЕ
И — ИЛИ — НЕ	ЛР
И — ИЛИ — НЕ/И -ИЛИ	ЛК
ИЛИ — НЕ/ИЛИ	ЛМ
расширители	ЛД
прочие	ЛП
Триггеры:
Шмитта	ТЛ
динамические	ТД
Т-триггер	TT
RS-триггер	ТР
D-триггер	ТМ
JK-триггер	ТВ
комбинированные (RST, DRS, JKRS и др.)	ТК
прочие	ТП

Продолжение табл. П1

Элементы арифмети­ческих и дискретных устройств:
регистры	ИР
сумматоры	ИМ
полусумматоры	ИЛ
счетчики	ИЕ
шифраторы	ИВ
дешифраторы	ИД
комбинированные	ик
прочие	ИП
Многофункциональ­ные устройства:
аналоговые	ХА
цифровые (логические)	ХЛ
комбинированные	хк
прочие	ХП
Наборы элементов:
диодов	нл
транзисторов	нт
резисторов	HP
конденсаторов	НЕ
комбинированные	нк
прочие	нп
Устройства за­держки:
пассивные	БМ
активные	БР
прочие	ВП
Формирователи: импульсов прямоуголь-	АГ
ной формы импульсов специальной формы	АФ
адресных токов	АА
разрядных токов	АР
прочие	АП
Вторичные источни­ки питания:
выпрямители	ЕВ
преобразователи	ЕМ
стабилизаторы напряже­ния	ЕН
стабилизаторы тока	ЕТ
прочие	ЕП
Элементы запоми­нающих устройств:
матрицы-накопители ОЗУ	РМ
матрицы-накопители ОЗУ со схемами управ­ления	РУ
матрицы-накопители ПЗУ	РВ
матрицы-накопители ПЗУ со схемами управ­ления	РЕ
ППЗУ	РТ
РПЗУ	РР
АЗУ	РА
прочие	РП

РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА

Построение приемоусилительных трактов. В трактах и узлах приемоусилительной аппаратуры, выполненных на гибридных ми­кросхемах, широко применяют простейшие варианты схем на одном транзисторе. При выполнении узлов на полупроводниковых микро­схемах обычно применяют более сложные каскадные и балансные схемы; часто используют комбинации различных типов схем.

Рассмотрим типичные примеры построения трактов ПЧ на ми­кросхемах серий К224 и К122.

Рис. 3.1. Принципиальная схема усилителя ПЧ на микросхемах серии К224

Усилитель ПЧ радиоприемника с амплитудным детектором и системой АРУ может быть выполнен на четырех микросхемах се­рии К224. Принципиальная схема тракта приведена на рис. 3.1. Сигнал усиливается тремя каскадами на транзисторах 1T1-3T1 (микросхемы К2УС242). Все транзисторы микросхем включены по схеме ОЭ. Первые два каскада усилителя апериодические, нагруз­кой третьего каскада является контур C1L1, настроенный на ПЧ 465 кГц. Для расширения полосы пропускания контур шунтиро­ван резистором Rз-

Рис. 3.2. Принципиальная схема усилителя ПЧ на двух микросхемах К122УН2Б

Амплитудные детекторы сигнала и АРУ, а также усилитель постоянного тока системы АРУ выполнены на микросхеме МС4. Элементы фильтров микросхемы использованы для развязки кол­лекторных и базовых цепей транзисторов через источник питания. С помощью системы АРУ изменяется коэффициент усиления пер­вого каскада. Для этого напряжение АРУ с вывода 8 микросхемы МС4 подано через резистор R2, вывод 2 и резистор 1R1 на базу транзистора первого каскада. Начальный ток этого транзистора (при отсутствии сигнала) устанавливают подбором сопротивления резистора R2- Цепи баз остальных транзисторов питаются от ста­билизатора, выполненного на стабилитронах Д{ и Д2. От одного из стабилитронов осуществляется питание коллекторной цепи уси­лителя постоянного тока системы АРУ (транзистор 4Т2 микросхе­мы МС4). Напряжение АРУ можно регулировать подбором со­противления резистора Не­основные электрические параметры тракта следующие: общий коэффициент усиления 1000, выходное напряжение не менее 10 мВ при коэффициенте нелинейных искажений не более 2 %.
При изме­ нении напряжения сигнала на входе от 100 до 10000 мкВ выход­ное напряжение в результате действия системы АРУ изменяется не более чем на 1 дБ. Тракт может работать при уровне входного сигнала до 100 мВ. Потребляемый ток при напряжении питания 6 В составляет 5 мА. Напряжение питания может быть повышено до 9 В и снижено до 3,6 В, причем коэффициент усиления тракта остается практически неизменным, что обусловливает постоянную громкость звучания радиоприемника с таким трактом при значи­тельных изменениях входного сигнала и напряжения источников питания.

Каскадная схема, хорошо знакомая радиолюбителям по мно­гим устройствам на дискретных компонентах, выполнена и в ми­кросхемных вариантах. Например, микросхема К122УН2 имеет в своем составе три транзистора, два из которых образуют кас-кодный усилитель типа ОЭ — ОБ. Третий транзистор служит для создания необходимого режима работы транзисторов по постоян­ному току.

Рис. 3.3. Принципиальная схема усилителя ПЧ на микросхемах се­рии К122

Принципиальная схема тракта ПЧ радиовещательного прием­ника приведена на рис. 3.2. Усилитель ПЧ 465 кГц выполнен на двух интегральных микросхемах К122УН2Б, усилитель системы АРУ — на биполярном транзисторе МП38. Для хорошей селектив­ности тракта в нагрузку усилителя ПЧ введены селективные контуры, а для увеличения коэффициента передачи выбрана индук­тивная связь, что обеспечивает оптимальное согласование входных и выходных сопротивлений каскадов. Амплитудный детектор вы­полнен на диоде Д1 по схеме с разделенной нагрузкой.

Тракт имеет следующие электрические параметры: чувстви­тельность 10 мкВ (при отношении сигнал-шум 20 дБ); полоса пропускания на уровне 6 дБ 15 кГц; система АРУ обеспечивает изменение выходного сигнала не более 6 дБ при изменении вход­ного сигнала на 46 дБ.

Каскодная схема с токовым разветвителем может быть по­строена на основе балансного усилителя, нашедшего широкое рас­пространение в интегральных микросхемах.


Такой усилитель мо­ жет быть выполнен, например, на микросхеме К122УД1.

Принципиальная схема усилителя ПЧ на микросхемах К122УД1Б и К122УН2Б приведена на рис. 3.3. При использовании микросхемы К122УД1 в качестве каскодного усилителя с токовым разветвителем начальный режим по постоянному току транзисто­ров дифференциального усилителя выбирают таким, чтобы один из транзисторов находился в режиме отсечки, а второй — в ак­тивной области. Входной сигнал подают на базу токостабилизи-рующего транзистора через вывод 12 микросхемы. Нагрузку вклю­чают в коллекторную цепь транзистора (вывод 9 микросхемы). Второй каскад усилителя выполнен по обычной каскодной схеме на микросхеме К122УН2Б. Нагрузка каскодов резонансная, связь между каскадами, а также с амплитудным детектором — индук­тивная.

Система АРУ работает следующим образом. Постоянная со­ставляющая тока детектора через резисторы R3 и R1 подается на базу закрытого транзистора дифференциального каскада. По мере роста входного сигнала возрастает постоянная составляющая тока детектора и транзистор постепенно открывается. Это приводит к перераспределению постоянной и переменной составляющих тока между транзисторами дифференциального каскада. Соответственно изменяется коэффициент передачи первого каскада усилителя ПЧ.

Тракт имеет чувствительность 15 мкВ (при отношении сигнал-шум 20 дБ), полосу пропускания на уровне 3 дБ 15 кГц. Система АРУ обеспечивает изменение выходного сигнала на 6 дБ при из­менении входного на 60 дБ.

Конструктивные данные и налаживание усилителя на микро­схемах К2УС242 приведены в [24], на микросхемах серии К122 в [25].

Спортивный радиоприемник для «охоты на лис». Радиоприем­ник для «охоты на лис» должен иметь высокую чувствительность и селективность, большой динамический диапазон, хорошую точ­ность пеленгации, высокую надежность в условиях тряски и толч­ков, быть экономичным в питании, удобным в обращении, иметь малые габаритные размеры и массу. Кроме того, радиоприемник обычно оснащают рядом дополнительных устройств, позволяющих оценивать расстояние до «лисы» и повышающих точность пелен­гации ее в ближней зоне.



Радиоприемник состоит из антенны направленного действия, усилителя ВЧ, смесителя, первого и второго гетеродинов, усилите­ля ПЧ, детектора, усилителя НЧ и дополнительных устройств: обострителя, порогового индикатора, тон-генератора, используемых при поиске «лисы» в ближней зоне, и тон-генератора с управляе­мой частотой.



Рис. 3.4. Принципиаль­ная схема спортивного радиоприемника на 3,5 МГц на интеграль­ных микросхемах

Принципиальная схема радиоприемника приведена на рис. 3.4. В приемнике использована рамочная антенна, витки которой поме­щены в алюминиевую трубку. Контур антенны с помощью конден­сатора С2 настраивают на среднюю частоту диапазона 3,55 МГц. Для получения диаграммы направленности антенны в виде «кор-диоиды» к контуру рамочной антенны с помощью переключателя В1 подключают штыревую антенну. Входной сигнал снимается с катушки связи и подается на усилитель ВЧ.

Усилитель ВЧ собран на микросхеме МС1, которая нагружена на двухконтурный полосовой фильтр. Фильтр имеет полосу про­пускания 300 кГц, что достигается расстройкой контуров L4C5 и L5C7 относительно средней частоты диапазона, а также их шун­тированием резисторами R3, R4. Усиленный сигнал ВЧ снимается с катушки L6 и подается на смеситель.

Смеситель собран на микросхеме МС2. Нагрузкой смесителя является резонансный контур L7C8. Сюда же поступает напряже­ние с первого гетеродина, снимаемое с катушки L15.

Первый гетеродин приемника выполнен на микросхеме МС5 по схеме с индуктивной обратной связью. Контур гетеродин! LieCaeCjT перестраивают в заданном диапазоне с помощью пере­менного конденсатора С26. На втором транзисторе этой же микро­схемы собран второй гетеродин радиоприемника по схеме с ем­костной обратной связью. Контур второго гетеродина Ll7C3i настроен на частоту 466 кГц. Напряжение второго гетеродина подается на последний каскад усилителя ПЧ и далее на ампли­тудный детектор. При приеме радиотелеграфных посылок пере­датчика на нагрузке детектора выделяются посылки частотой 1 кГц, которые усиливаются усилителем НЧ и прослушиваются в телефонах.



При работе приемника с другими генераторами второй гете­родин отключают переключателем Ва.

Усилитель ПЧ выполнен на микросхеме МС3. Приемник имеет две полосы пропускания: 7,5 кГц при подключении пьезокерамического фильтра ПФ1П и 1,5 кГц при подключении кварцевого фильтра КФ. Усиленный сигнал ПЧ снимается с катушки связи L10 и поступает на оконечный каскад усилителя ПЧ, собранный на транзисторе Т1 по схеме ОБ. Нагрузкой оконечного каскада усилителя ПЧ служит контур L12C16. Напряжение, усиленное око­нечным каскадом усилителя, снимается с катушки связи и посту­пает на амплитудный детектор, собранный на диоде Д6 по обыч-ной схеме.

Предварительный каскад усилителя НЧ собран на микросхеме МС4, оконечный — на транзисторе 72. Нагрузка усилителя — низ-коомные телефоны. Усиление тракта ПЧ регулируют переменным резистором R7 путем изменения напряжения питания на микро­схеме Л1С3. При поиске «лисы» в ближней зоне переключателем В3 включают обостритель диаграммы направленности, собранный на диодах Д,, Д2.

Генератор тональной частоты выполнен на микросхеме МС6 и предназначен для тональной модуляции амплитудно-манипулиро-ванного сигнала при ближнем поиске, когда пеленгация «лисыэ с помощью второго гетеродина затруднена. Детектор на диоце Д? служит для подачи управляющего напряжения смещения на спе­циальный генератор, являющийся пороговым индикатором уровня сигнала. При напряжении 0,3 В генератор начинает генерировать импульсы с частотой 5 — 20 Гц, поступающие на базу транзистора оконечного каскада усилителя НЧ и прослушиваемые оператором. Проградуировав положение ручек усиления радиоприемника в определенном масштабе, можно с помощью индикатора оценить уровни приходящего сигнала и примерную дальность до «лисы».

Тон-модулятор с изменяемой частотой выполняет несколько функций: дает возможность хорошо различать на слух уровни сигнала «лисы» при пеленговании, может обострять максимумы и минимумы диаграммы направленности антенны за счет изменения частоты модуляции, расширяет динамический диапазон приемника-



При отсутствии сигнала напряжение на базах транзисторов Т4, T5 равно нулю; на транзистор T7 подано только напряжение +1,4 В. Каскад работает как блокинг-генератор. Появление сла­бой несущей будет отмечено как свист. При увеличении амплиту­ды сигнала на диоде Д5 более 0,5 В диод открывается, на коллек­тор T7 подается растущее напряжение, что приводит к увеличению амплитуды и снижению частоты повторения импульсов. В этом режиме наиболее заметны изменения входного напряжения сигна­ла, что позволяет использовать его для обострения диаграммы направленности. При увеличении входного напряжения свыше 5 В открывается диод Д3 и через транзистор T4 начинает закрываться транзистор Т6. При этом возрастает постоянная времени разряда конденсатора С34 в цепи базы транзистора Т7 и частота следова­ния импульсов уменьшается. В результате этого расширяется ди­намический диапазон приемника.

Основные электрические параметры радиоприемника следую­щие: диапазон частот 3,4 — 3,7 МГц, чувствительность 3 — 4 мкВ/м, промежуточная частота 465 кГц, динамический диапазон не менее 60 дБ, глубина регулировки усиления не менее 100 дБ, напряже­ние питания 6 В, потребляемый ток 18 мА, масса приемника 0,75 кг.

Применение микросхем позволило значительно повысить на­дежность работы приемника. При равных габаритных размерах с приемниками подобного класса на дискретных транзисторах в схему данного приемника удалось ввести три дополнительных устройства, существенно облегчающих поиск «лис» в сложных условиях.

Радиоприемник разработан мастерами спорта СССР В. П. Ми­хайловым и А. А. Мельниковым.

Микросхемы в автомобильных радиоприемниках. Радиоприем­ник А-271 предназначен для установки в автомобили ВАЗ-2103 «Жигули» и ГАЗ-24 «Волга». Основные технические характери­стики: работает в диапазонах ДВ, СВ, УКВ; реальная чувстви­тельность в диапазоне ДВ — 160 мкВ, СВ — 50 мкВ, УКВ — 8 мкВ; селективность по соседнему каналу в диапазонах ДВ и СВ не ниже 34 дБ; полоса эффективно воспроизводимых частот в диа­пазонах ДВ и СВ 125 — 4000 Гц; диапазоне УКВ 125 — 7100 Гц; номинальная выходная мощность 3 ВА, максимальная — 5 ВА; питание от бортсети автомобиля напряжением 13,2 В±15 % с за­земленным минусом; потребляемая мощность не более 10 Вт, га­баритные размеры 55X185X184 мм, масса 2,5 кг.



Принципиальная схема радиоприемника приведена на рис. З.б. Радиоприемник выполнен на трех микросхемах серии К237 и 12 дискретных транзисторах и имеет раздельные тракты для при­ема станций с амплитудной модуляцией (в ДВ и СВ диапазонах) и с частотой модуляцией (в УКВ диапазоне) и общий усилитель НЧ.

AM тракт выполнен по супергетеродинной схеме с одним пре­образованием частоты. Он содержит усилитель ВЧ, преобразова­тель, усилитель ПЧ, детектор и усилитель АРУ. На микросхеме МС1 К237ХК1 выполнены усилитель ВЧ, смеситель и гетеродин. Для повышения селективности по зеркальному каналу, а также уменьшения влияния близких по частоте радиостанций, применены перестраиваемые контура во входной цепи и усилитель ВЧ. Пе­рестройку контуров осуществляют не конденсаторами, как это делают в большинстве радиоприемников, а ферроиндуктором. Этч особенность обусловлена тем, что данный радиоприемник работает от штыревой антенны автомобиля. Антенна вместе с соединитель­ным кабелем имеет емкость 60 — 90 пФ, что значительно затруд­няет использование емкостной настройки из-за уменьшения коэф­фициента перекрытия по частоте. При перестройке с помощью ферроиндуктора перекрытие не зависит от контурной емкости. В радиоприемнике А-271 применен пятисекционный ферроиндуктор, катушки которого используются следующим образом: L1, L2 — для перестройки контура входной цепи: L4, L5 — контура усилите­ля ВЧ; Z.4 — контура гетеродина. Перестройка контуров сопря­женная, с помощью одной ручки. Предусмотрена возможность фиксированной настройки на две станции в ДВ диапазоне и на одну в СВ диапазоне.

Для обеспечения селективности по соседнему каналу на вы­ходе смесителя включен пьезокерамический фильтр ПФ1П-2, ко­торый обеспечивает постоянную полосу пропускания трактов ПЧ около 8 кГц (что ограничивает полосу эффективно воспроизводи­мых НЧ 4 кГц). Для согласования выхода смесителя со входом фильтра используется трансформаторная связь (катушки Le, L7).



Рис. 3.5.


Принципиальная схема автомо­бильного радиоприемника II класса А-271

На микросхеме МС2 К237ХК2 выполнены усилитель ПЧ, ампли­тудный детектор и усилитель АРУ. Для исключения возбуждения широкополосного усилителя микросхемы включен дополнительный контур L8C24. Этот контур ограничивает полосу пропускания уси­лителя ПЧ, препятствует проникновению напряжения гетеродина, а также уменьшает уровень шумов усилителя.

Детектор сигнала и АРУ выполнен на транзисторе с нагруз­кой в цепи эмиттера. Такой детектор имеет малый коэффициент детектирования (K=0,4 — 0,7), но большое входное сопротивление. Кроме того, такой детектор не боится перегрузок и имеет более линейную детекторную характеристику (коэффициент нелинейных искажений менее 3 %).

Радиоприемник имеет эффективную систему АРУ, напряжение которой (вывод 13 микросхемы МС2) обеспечивает питание кол­лекторной и базовой цепей транзистора усилителя ВЧ (вывод 13 микросхемы МС1). Аналогично питается первый каскад усилителя ПЧ. Благодаря большому коэффициенту усиления трактов ВЧ и ПЧ, АРУ начинает действовать при сигнале, лишь незначительно превышающем уровень реальной чувствительности. Так, при из­менении входного сигнала от 250 до 5000 мкВ напряжение на входе детектора изменяется не более, чем на 3 дБ. В результате радиоприемник обеспечивает одинаковую громкость звучания раз­личных станций, а также постоянство громкости звучания при из-ь.нении напряженности поля во время движения автомобиля. Это максимально упрощает управление приемником.

ЧМ тракт выполнен с двойным преобразованием частоты на восьми дискретных транзисторах типа ГТ322 и пяти диодах. Тракт содержит усилитель ВЧ, два смесителя, два гетеродина, два уси­лителя ПЧ и частотный детектор.

Усилитель ВЧ выполнен на транзисторе Т1 по схеме ОБ, с настраиваемыми контурами во входной цепи и в нагрузке, что обеспечивает высокую селективность приемника. Первый смеси­тель выполнен на транзисторе Т2, гетеродин — на транзисторе Т3. Напряжение сигнала подается на базу, напряжение гетеродина — на эмиттер Т2. Напряжение первой ПЧ выделяется контуром L20C52C53.


Гетеродин выполнен по емкостной трехточечной схеме. Частоту настройки гетеродина изменяют вращением катушки L19. Предусмотрена фиксированная настройка на две станции. Для обеспечения автоматической подстройки частоты в УКВ диа­пазоне в контур гетеродина включен варикап Да типа Д902, обес­печивающий изменение емкости контура в небольших пределах. Управляющее напряжение на варикап подается через переключа­тель B4 с частотного детектора. Для ограничения сигнала при большом его уровне в нагрузке усилителя ВЧ применен диод Д1 типа Д20. Усилитель первой ПЧ выполнен на транзисторе T4 по схеме ОЭ. Нагрузка каскада — двухконтурный полосовой фильтр L21C55L22 С56С57. Второй смеситель выполнен на транзисторе T5, гетеродин — на транзисторе Т6. Напряжение второй ПЧ выделяется с помощью фильтра L24С62С63С64. Усиление второй ПЧ осущест­вляется двумя каскадами на транзисторах T7 и Т8. Нагрузкой по­следнего каскада являются контуры L28C70L29C71L30 частотного де­тектора, выполненного по схеме детектора отношений. Напряже­ние НЧ с фильтра через переключатель 53 подается на усили­тель НЧ.

Усилитель НЧ выполнен на микросхеме МС3 К237УН2 и че­тырех транзисторах Те — Т12 по бестрансформаторной схеме. На микросхеме осуществляется предварительное усиление сигнала, на транзисторах — усиление мощности. Важная особенность данного усилителя — наличие глубоких обратных отрицательных связей почти во всех каскадах. Например, напряжение с выхода усили­теля НЧ подается в микросхему МС3 (вход 1) для создания от­рицательной обратной связи около 30 дБ, что обеспечивает высо­кое качество звучания приемника при номинальной мощности (нелинейные искажения менее 1%). При такой глубокой обрат­ной связи отсутствуют искажения типа «ступенька», которые ха­рактерны для оконечных каскадов, работающих в режиме В.

Частотная характеристика усилителя имеет полосу пропуска­ния несколько десятков килогерц. Для уменьшения уровня шумов и повышения устойчивости приняты меры по сужению частотного диапазона усилителя НЧ примерно до 5 кГц (цепь R41, C78).Руч­ную регулировку громкости на 50 дБ производят переменным ре­зистором R49. Регулировка полосы пропускания в радиоприемнике не предусмотрена. Тембр регулируют переключателем В5 шунти­рующей цепи С78, С86.

В приемнике применена динамическая головка 4ГД8Е, которая специально разработана для применения в бестрансформаторных усилителях НЧ Все это значительно повысило качество звучания радиоприемника А-271 по сравнению с выпускавшимся ранее ра­диоприемником АТ-66. Применение микросхем позволило умень­шить объем радиоприемника в 1,3, а массу — в 1,5 раза.

РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ

Распределители импульсов предназначены для пространственно-временного распределения тактовых импульсов. Простейшей реали­зацией распределителя импульсов является кольцевой регистр (рис. 4.52): с каждым очередным тактовым импульсом единица, предварительно записанная в первый триггер Гь передвигается в соседний триггер и т. д. С выхода последнего триггера по кольце­вой обратной связи единица попадает в первый разряд. Число вы­ходов распределителя, очевидно, равно числу триггеров в регистре.

Распределители могут быть построены и по другим схемам, например на основе счетчика и дешифратора [37].

РЕГИСТРЫ И СЧЕТЧИКИ

Регистры и счетчики являются цифровыми узлами последова-тельностного типа: они строятся на основе триггеров и имеют ту особенность, что их состояние оказывается зависимым не только от сигналов, воздействующих на входы в данный момент времени, но также и от предыдущих состояний. Иными словами, регистры и счетчики относятся к цифровым автоматам с памятью. Эти узлы могут быть реализованы на интегральных триггерах, а также в виде микросхемы повышенного уровня интеграции [14, 34, 35, 36, 37].

Регистром называют цифровой узел, предназначенный для за­писи и хранения числа. Помимо хранения информации некоторые виды регистров могут преобразовывать информацию, например, из последовательной во времени формы представления в параллельную, сдвигать записанную информацию на один или несколько разрядов в сторону младшего разряда (вправо) или старшего разряда (вле­во), инвертировать код.

В соответствии с назначением различают регистры хранения и регистры сдвига.

Рис. 4.34. Регистр хранения:

а — функциональная схема; б — условное обозначение

По принципу хранения информации регистры делят на стати­ческие и динамические. Статические регистры строят на потенциаль­ных элементах памяти (триггерах), которые могут хранить запи­санную информацию сколь угодно долго (конечно, при наличии на­пряжения питания). Динамические регистры строят на элементах памяти такого типа, как конденсатор. Практически в таких реги­страх используется входная емкость МДП-транзистора. Подобный элемент памяти может хранить информацию лишь в течение неко­торого промежутка времени. Поэтому в динамических регистрах записанная информация находится в постоянном движении.

В книге рассмотрены только статические регистры.

Важнейшие характеристики регистров — разрядность и быстро­действие. Разрядность определяется количеством триггеров для хранения числа. Быстродействие характеризуется максимальной так­товой, частотой, с которой может производиться запись, чтение и сдвиг информации.

Основу регистра хранения составляют одноступенчатые асин­хронные RS-триггеры. Каждый триггер служит для хранения одного разряда числа А={ак ... a2ai}, так что количество триггеров в ре­гистре равно N (рис. 4.34).

Перед записью информации положительным импульсом по ши­не «Уст. О» все триггеры устанавливаются в нулевое состояние. Число А подводится к триггерам через схемы совпадения, управ­ляемые сигналом С3 «Запись». При сигнале С3=1 информация по­падает на входы триггеров и записывается в регистр. При сигнале Сз=0 обеспечивается режим хранения записанной информации.

Информация из регистра может выводиться в прямом и обрат­ном коде через схемы совпадения, управляемые сигналами CC4i и ССч2- Для считывания информации в требуемом коде на соответст­вующую шину необходимо подать единичный сигнал. Таким обра­зом, для записи, хранения и считывания одного разряда слова необ­ходим элемент памяти и логические элементы на входе и выходе. Эту элементарную часть схемы регистра будем называть разрядом регистра.

Регистр с такими же свойствами, но с однофазной записью информации, получается при использовании в- качестве элемента памяти одноступенчатого D-триггера или D-триггера с динамиче­ским управлением. Достоинство регистров на D-триггерах состоит в существенном уменьшении числа соединений в узле. Прзи исполь­зовании D-триггеров с динамическим управлением повышается устойчивость регистра к помехам, поскольку воздействие помех воз­можно в течение меньшего интервала времени, чем у регистров на триггерах со статическим управлением (см. § 4.3).

Регистры сдвига предназначены для преобразования информа­ции путем ее сдвига под воздействием тактовых импульсов. Такие регистры представляют совокупность последовательно соединенных триггеров, как правило, двухступенчатой структуры. Число тригге­ров определяется разрядностью записываемого слова. По направ­лению сдвига информации различают регистры прямого сдвига (вправо, т. е.


в сторону младшего разряда), обратного сдвига (вле­во, т. е. в сторону старшего разряда) и реверсивные, допускающие сдвиг в обоих направлениях.



Рис. 4.35. Регистр сдвига:

a — функциональная схема; б — условное обозкачение

Наиболее широко распространены регистры сдвига на D-триг-герах со статическим (рис. 4.35) или с динамическим управлением. Такие регистры имеют один информационный вход, вход для так­товых импульсов (импульсов сдвига) и установочный вход. Выходы в регистре могут быть с каждого разряда для считывания информации одновременно со всех разрядов, т. е. параллельным кодом. Также может быть один выход с последнего относительно входа разряда для считывания информации последовательно во времени, т, е. последовательным кодом.

Вход регистра для импульсов сдвига получается объединением С-входов всех триггеров, а установочный вход — R-входов.

Перед записью информации регистр устанавливается в нулевое состояние подачей положительного импульса по шине «Уст О». За­писываемая информация должна быть представлена последователь­ным кодом. Запись осуществляется поразрядно со стороны стар­шего (рис. 4.35) или младшего разряда (направление сдвига ука­зывается стрелкой на условном обозначении регистра) путем про­движения кодовой комбинации с каждым тактовым импульсом от разряда к разряду. Следовательно, для записи N-разрядного слова Необходимы N импульсов сдвига.

Считывание информации последовательным кодом осуществля­ется, как и запись, поразрядным сдвигом записанной кодовой ком­бинации к выходу с каждым тактовым импульсом. Следовательно, для считывания N-разрядного слова необходимы N импульсов сдви­га. Считывание информации параллельным кодом происходит в паузе между последним импульсом сдвига одного цикла записи и первым импульсом сдвига другого цикла записи, т. е. в интервале времени, когда на С-входах триггеров нулевой уровень и они на­ходятся в режиме хранения

Таким образом, с помощью регистра сдвига можно осущест­влять преобразование информации из последовательной формы пред­ставления в параллельную.


Очевидно, если предусмотрена запись информации параллельным кодом, то можно преобразовать инфор­мацию из параллельной формы представления в последовательную. Регистры сдвига могут быть построены И на триггерах одно­ступенчатой структуры. В этом случае в каждом разряде регистра нужно использовать два RS-триггера, которые управляются двумя сдвинутыми во времени тактовыми импульсами. Наличие двух триг­геров в одном разряде позволяет поразрядно продвигать инфор­мацию в регистре от входа к выходу. Если бы в регистре были применены одноступенчатые триггеры по одному на разряд, то правило работы регистра сдвига было бы нарушено: при первом же импульсе сдвига информация, записавшись в первый разряд, пере­шла бы во второй, затем в третий и т. д.



Рис. 4.36. Разряд ревер­сивного регистра

Реверсивные регистры сдвига объединяют в себе свойства регист­ров прямого и обратного сдвига. Строятся они по тем же схемотех­ническим принципам, что и рас­смотренные регистры, но с исполь­зованием дополнительных логиче­ских элементов в межразрядных связях. Указанная особенность ре­версивного регистра показана ча примере i-гo разряда (рис. 4.36), состоящего из D-триггера с дина­мическим управлением и логической схемы, на входы которой поааны: Qi-i — сигнал с выхода младшего разряда, Qi+i — сигнал с выхода старшего разряда, V — сигнал, управляющий направлением сдвига: V=l — вправо, V=0 — влево.

Цифровым счетчиком импульсов называют последовательност-ный цифровой узел, который осуществляет счет поступающих на его вход импульсов. Результат счета формируется счетчиком в за­данном коде и может храниться требуемое время.

Счетчики строят на T-триггерах и TV-триггерах с применением при необходимости логических элементов в цепях межразрядных связей. Количество триггеров N должно быть таким, чтобы множе­ство внутренних состояний счетчика 2N было не меньше макси­мального числа импульсов, которое должно быть зафиксировано. С приходом очередного счетного импульса изменяется состояние счетчика, которое в заданном коде отображает результат счета.



Считывание результата параллельным jV-разрядным кодом мо­ жет быть произведено после каждого счетного импульса. Если ко­личество счетных импульсов не ограничивать, то счетчик будет рабо­тать в режиме деления их числа на коэффициент (модуль) счета Kсч, равный 2N. Через каждые 2-v импульсов он будет возвращать­ся в начальное состояние и снова считать импульсы. Эта операция часто называется пересчетом, а счетчики, ее осуществляющие, пере­счетными устройствами, либо делителями, либо счетчиками-дели­телями.

Если необходимый коэффициент счета не равен 2N, применяют различные способы сокращения числа внутренних состояний счетчи­ка. Для построения счетчика могут применять не только триггеры со счетным входом, но и D-триггеры, и JK-триггеры, двухступенча­той структуры или с динамическим управлением.


Таблица 4.10

Номер состояния	Q3	Q2	Q1
0	0	0	0
1	0	0	1
2	0	1	0
3	0	1	1
4	1	0	0
5	1	0	1
6	1	1	0
7	1	1	1
0	0	0	0

Таблица 4.11

Номер состояния	Qs	Qt	Q.
7	1	1	1
6	1	1	0
5	1	0	1
4	1	0	0
3	1	]	t
2	0	1	0
1	0	0	1
0	0	0	0
7	1	1	1

Счетчики можно классифицировать по ряду признаков. По на­правлению счета их делят на суммирующие (с прямым счетом), вычитающие (с обратным счетом) и реверсивные. В суммирующих счетчиках с приходом очередного счетного импульса результат уве­личивается на единицу, в вычитающих — уменьшается на единицу. Реверсивными называются счетчики, которые могут работать как в режиме суммирующего счетчика, так и в режиме вычитающего счетчика.

По способу организации переноса различают счетчики с по­следовательным, параллельным и комбинированным (параллельно-последовательным) переносом.

Конструктивно цифровые счетчики могут быть выполнены в ви­де совокупности интегральных микросхем-триггеров, определенным образом соединенных, и в виде одной микросхемы повышенного уровня интеграции, содержащей сформированную на единой под­ложке схему многоразрядного счетчика.



Рассмотрим пример реализации трехразрядного суммирующего в коде 8 — 4 — 2 — 1 счетчика с последовательным переносом.

Порядок смены состояний счетчика задан табл. 4.10. В качест­ве исходного принято состояние, которое определяется нулевым уровнем на выходах всех триггеров, т. е. Qt=Q2=Q3=0. Как сле­дует из таблицы, с приходом очередного счетного импульса к со­держимому счетчика прибавляется единица. При этом увеличивается на единицу номер состояния, являющийся десятичным эквивалентом соответствующего данному состоянию двоичного числа.

Изменение состояния каждого последующего разряда происхо­дит при изменении состояния предыдущего разряда от 1 к 0. Это означает, что всякий-раз, когда данный триггер в счетчике пере­ходит из состояния;! в состояние 0, на его выходе должен форми­роваться сигнал переноса, опрокидывающий следующий триггер. Если же данный триггер переходит из 0 в 1, то сигнала переноса на его выходе не должно быть.

Из таблицы 4.10 также следует, что триггер первого, самого младшего разряда должен менять свое состояние каждый раз с при­ходом очередного счетного импульса, а триггер каждого последую­щего разряда — вдвое реже триггера предыдущего разряда.

Описанные порядок смены состояний счетчика и характер про­цесса их установления могут быть реализованы, если счетчик будет построен на последовательно соединенных Г-триггерах. Каждый по­следующий разряд при этом будет переключаться сигналом пере­носа, формируемым на выходе предыдущего разряда. Счетные им­пульсы должны быть поданы на вход триггера самого младшего разряда. Счетчики, построенные таким образом, получили название счетчиков с последовательным переносом.



Рис. 4.37. Счетчик с последовательным переносом: а — функциональная схема; б — условное обозначение; в — времен­ные диаграммы

При соединении триггеров необходимо учитывать вид сигнала, которым Г-триггер переключается. Напомним, что триггеры с дина­мическим управлением опрокидываются при поступлении на прямой Г-вход перепада уровня от 0 к 1, а на инверсный T-вход от 1 к 0.


Триггеры двухступенчатой структуры с прямым T-входом изменяют свое состояние с окончанием входного импульса, т. е. после перепа­да уровня от 1 к 0. Если вход инверсный, то изменение состояния триггера происходит после перепада входного уровня от 0 к 1. Сле­довательно, если суммирующий счетчик строится на триггерах двух­ступенчатой структуры с прямым статическим входом или триггерах с инверсным динамическим входом, то следует соединять вход каж­дого последующего триггера с прямым выходом предыдущего. Фор­мируемый при этом на выходе каждого разряда сигнал переноса в виде перепада уровня от 1 к 0 опрокидывает триггер последую­щего разряда. Пример трехразрядного счетчика на Г-триггерах двухступенчатой структуры приведен на рис. 4.37. Для установки исходного состояния служит шина «Уст. О», которой объединены R-входы всех триггеров. Нулевое состояние триггеров устанавлива­ется подаваемым по этой шине положительным импульсом напря­жения между уровнями 0 и 1. Если R-входы инверсные, установоч­ный импульс должен быть отрицательным между уровнями 1 и 0. На левом поле условного графического обозначения счетчика  (рис. 4.37,6) показано, что его входом является Tгвход первого разряда, а на правом поле указан «вес» каждого разряда.

Широко применяют также и триггеры с прямым динамическим входом, которые для опрокидывания требуют перепада уровня от О к 1. При использовании таких триггеров для построения сумми­рующего счетчика с последовательным переносом необходимо вход каждого последующего триггера соединять с инверсным выходом предыдущего. Пример такого счетчика на Г-триггерах, полученных из D-триггеров с динамическим управлением, приведен на рис. 4.38.

Вычитающий счетчик с последовательным переносом имеет об­ратный порядок смены состояний: с приходом очередного счетного импульса содержащееся в счетчике число уменьшается на единицу (табл. 4.11).

Из таблицы следует еще одна особенность вычитающего счет­чика, отличающая его от суммирующего и состоящая в том, что триггер каждого последующего разряда опрокидывается при изме­нении уровня на выходе триггера предыдущего разряда от 0 к 1, т.


е. при сигнале займа, обратном сигналу переноса в суммирующем счетчике. Строится вычитающий счетчик так же, как суммирующий, но с тем отличием, что со входом каждого последующего триггера соединяется другой выход предыдущего триггера.



Рис. 4.38. Счетчик на D-триггерах с динамическим управ­лением:

а — функциональная схема; б — условное обозначение

Из временных диаграмм (рис. 4.37,в) видно, что в наихудшем случае новое состояние счетчика устанавливается с задержкой, рав­ной утроенной задержке переключения одного триггера, что вызвано последовательным по времени распространением сигнала переноса через все разряды счетчика. Таким образом, в счетчике с последо­вательным переносом неэффективно используется быстродействие триггеров, особенно при большом числе разрядов. В этом состоит существенный недостаток счетчиков с последовательным переносом, из-за .которого, несмотря на простоту и удобство реализа­ции схемы, область их применения ограничивается цифро­выми устройствами с небольшим числом разрядов и невысоким бы­стродействием.

Для повышения быстродействия счетчиков применяют различ­ные способы ускорения переноса, как это делают и в сумматорах для сокращения времени сложения чисел.

Один из широко применяемых способов ускорения переноса в счетчиках основан на введении логических элементов, с помощью которых достигается возможность одновременного (параллельного) формирования сигналов переноса для всех разрядов. Для реализа­ции этого способа применяют ГУ-триггеры. На Г-входы всех триг­геров одновременно подаются счетные импульсы, а на V-вход каж­дого триггера поступает сигнал переноса, формируемый логической схемой в виде уровня 1. Триггеры, на V-входе которых имеется сигнал переноса, одновременно опрокидываются с приходом очеред­ного счетного импульса, и, таким образом, устанавливается новое состояние счетчика. Для определения вида цепи переноса в счетчике обратимся к уже рассмотренной табл. 4.10. Из нее следует, что первый разряд, как и в счетчике с последовательным переносом, должен быть построен на Г-триггере.


Если применяется ТV-триггер, то на его V-вход следует подать 1 или соединить его с Г-входом.

Второй триггер опрокидывается счетным импульсом при нали­чии 1 на выходе первого триггера, а третий триггер опрокидывает­ся при наличии 1 на выходах двух предыдущих триггеров. Обоб­щая эту закономерность на случай jV-разрядного счетчика, получим, что каждый последующий триггер должен опрокинуться под воздев стием счетного импульса при наличии 1 на выходах всех предыду­щих триггеров. Следовательно, для формирования сигнала переноса в каждый разряд счетчика необходимо включить элемент И и соединить его входы с прямыми выходами всех предыдущих раз­рядов, а выход — с V-входом триггера данного разряда. Пример суммирующего счетчика с параллельным переносом на ГК-триггерах приведен на рис. 4.39. Быстродействие этого счетчика выше, чем счетчика с последовательным переносом, поскольку оно равно бы­стродействию одного разряда.

Это является важным достоинством счетчиков с параллельным переносом, обеспечившим им широкое применение. Недостаток — необходимость включения в схему логических элементов с разным, причем нарастающим от разряда к разряду, числом входов. Это нарушает регулярность структуры счетчика и ограничивает возмож­ность наращивания его схемы. Частично этот недостаток можно устранить при использовании триггеров с входной логикой.

Многие серии микросхем содержат JK-триггеры с входной ло­гикой. Для преобразования JK-триггера в TV-триггер необходимо объединить входы J и K в один, это и будет К-вход. У триггера с тремя коньюнктивно связанными J-входами и тремя конъюнктивно связанными K-входами могут быть образованы, следовательно, три конъюнктивно связанных V-входа. При реализации счетчика на та­ких триггерах исключаются дополнительные логические элементы в цепях переноса. Однако ограничение в разрядности счетчика оста­ется. Поскольку имеющиеся интегральные JK-триггеры позволяют получить до трех F-входов, на них может быть построен лишь че­тырехразрядный счетчик с параллельным переносом (рис. 4.40).





Рис. 4.39. Счетчик с параллельным переносом

Вычитающий счетчик с параллельным переносом строится так же, как и суммирующий, но сигналы переноса снимаются с инверс­ных, относительно используемых в суммирующем счетчике, выходов триггеров.

Реверсивный счетчик, объединяющий возможности суммирующе­го и вычитающего, строится таким образом, чтобы обеспечивалось управление направлением счета с помощью сигналов на сложение С0 и вычитание Св. Поэтому его схема содержит дополнительную комбинационную часть, выполняющую указанную функцию.



Рис. 4.40- Счетчик на JK-триггерах с входной логикой



Рис. 4.41. Реверсивный счетчик на ГУ-триггерах

Нередко счетчики с параллельным переносом, выпускаемые в виде микросхем, имеют помимо основных выходов — дополнитель­ные, как это показано, например, на рис. 4.41. На одном из выхо­дов, обозначенном «>15», сигнал 1 появляется при заполнении счетчика единицами, т. е. когда он перешел в состояние с номером 15. Следовательно, на этом выходе формируется сигнал переноса в сле­дующий счетчик. На другом выходе, обозначенном «<0», сигнал появляется при заполнении счетчика нулями и является сигналом займа в следующий счетчик в режиме вычитания.

Реверсивный счетчик можно построить и на Г-триггерах (рис. 4.42,а). Как и в рассмотренном ранее суммирующем счетчике, счетные импульсы поступают на T-вход триггера через логические элементы только в том случае, если они открыты единичными сиг­налами с выходов предыдущих разрядов.

В счетчике на рис. 4.42,а для счетных импульсов предусмотрены два входа. Если счетчик должен работать в режиме прямого счета, импульсы следует подавать на вход «+1», в режиме обратного счета — на вход « — 1». При использовании такого счетчика в ка­честве реверсивного с одним источником импульсов необходимо предусмотреть внешнее устройство коммутации счетных импульсов на суммирующий «+1» либо на вычитающий « — 1» входы. Вариант такой коммутирующей приставки к счетчику приведен на рис. 4.426.


При подаче положительного импульса на S-вход RS-триггера на его прямом выходе установится единичный уровень, который откроет элемент 1 для счетных импульсов С0. Счетчик будет работать в ре­жиме сложения. Если подать положительный импульс на R-вход триггера, откроется для счетных импульсов элемент 2 и счетчик будет работать в режиме вычитания.



Рис. 4.42. Реверсивный счет­чик на 7-триггерах:

а — функциональная схема; б — схе­ма, управляющая направлением счета



Рис. 4.43. Многоразрядный счетчик с комбинированным переносом

Комбинированный, т. е. параллельно-последовательный перенос применяется при построении многоразрядных счетчиков, которые должны иметь высокое быстродействие. Функциональная схема та­ких счетчиков состоит из группы триггеров, внутри каждой из кото­рых организуется параллельный перенос, а между группами — по­следовательный. В примере на рис. 4.43 счетчик состоит из четы­рехразрядных счетчиков с параллельным переносом. На выходе каждой группы триггеров включен элемент И, который формирует сигнал переноса в следующую группу при заполнении триггеров единицами.



Рис. 4.44. Восьмиразрядный реверсивный счетчик на мик­росхемах К155ИЕ7

Интегральные четырехразрядные счетчики с выходами переноса и займа объединяются с использованием этих выходов. Например, при объединении суммирующих счетчиков необходимо соединить выход «>15» одного со счетным входом другого. При объединении реверсивных счетчиков, имеющих выходы сигналов переноса «>15» и займа «<0», необходимо эти выходы соединить соответственно с суммирующим и вычитающим входами следующего счетчика. Пример восьмиразрядного реверсивного счетчика на двух микро­схемах К155ИЕ7 приведен на рис. 4.44. Возможности указанной ми­кросхемы допускают установку заданного исходного состояния счетчика путем записи в него по D-входам (Di-nD.;) нужной кодовой комбинации (а0 ... а?) при наличии разрешающего сигнала на входе Сзап. Кроме того, по шинам «Уст. О» и Уст. 1» счетчик можно заполнить нулями или единицами.Назначение коммутирующей при­ставки на входе рассмотрено ранее (см. рис. 4.42,6).

Результат счета снимается с выходов Q1-Q8. При необходи­мости счетчик можно использовать для деления числа (частоты повторения) импульсов на 16, если использовать выход «>15» пер­вой микросхемы, и на 256, если использовать аналогичный выход второй микросхемы.

СЧЕТЧИКИ-ДЕЛИТЕЛИ

Счетчики-делители предназначены для деления числа или ча­стоты повторения импульсов на заданный коэффициент Кеч- Обыч­но требуемый коэффициент меньше числа состояний счетчика 2я, что обусловливает необходимость исключения «лишних» состояний. Например, для построения счетчика-делителя с Kсч=10 необходим четырехразрядный счетчик, число состояний которого следует умень­шить с 16 до 10 исключением шести лишних. Пример реализации десятичного счетчика на JK-триггерах с входной логикой приведен на рис. 4.45. Счетчики-делители такого вида, построенные как счет­чики с параллельным переносом, обладают наибольшим быстродей­ствием, поскольку счетные импульсы поступают на все триггеры одновременно.

Счетчик-делитель может быть реализован и на D-триггерах. Однако функциональная схема получается более сложной из-за большого числа дополнительных логических элементов. Поэтому для таких делителей предпочтительнее JK-триггеры с входной логикой.

Широкое применение на практике находят делители, построен­ные на основе счетчиков с последовательным переносом, в схему которых вводится обратная связь для исключения лишних состоя­ний. Такой счетчик работает в режиме суммирования или вычитания до некоторого состояния, задаваемого коэффициентом счета Kсч. Это состояние дешифрируется устройством, на выходе которого формируется сигнал сброса счетчика в исходное нулевое состояние. Сигнал сброса по цепи обратной связи поступает на R-входы всех триггеров одновременно, благодаря чему они устанавливаются в нуль.

Для примера на рис. 4.46 приведен счетчик-делитель с Ксч-10. Дешифратором служит логический элемент И. Поскольку из-за наличия на его входе опасных состязаний сигналов возможны сбои в работе счетчика, то к нему на выход добавляется RS-триггер T5, который, переключившись, сохраняет на выходе единичный уровень до прихода следующего счетного импульса, возвращаю­щего триггер в нулевое состояние. Так обеспечивается функциональ­ная надежность счетчика.

Рис. 4.45.
Счетчик-делитель на 10 с параллельным переносом

Рис. 4.46. Счетчик-делитель на 10 с устройством сброса

Дешифрируемая комбинация 1010 отображает состояние счет­чика с номером 10. Входы логического элемента И соединены с пря­мыми выходами второго и четвертого разрядов счетчика, т. е. с теми триггерами, которые находятся в единичном состоянии. На вход R триггера Ть поступают счетные импульсы. Формируемый триггером сигнал сброса снимается с его инверсного выхода ёЬ, по­скольку установочные R-входы триггеров счетчика инверсные.

Работает счетчик-делитель следующим образом. Пусть в исход­ном состоянии все триггеры находятся в 0. Под действием счетных импульсов счетчик изменяет свое состояние от нулевого до десятого. При этом триггер Ть находится в состоянии 0. Дешифратор и вклю­ченный на его выходе триггер при состоянии счетчика 1010 выра­батывают сигнал с нулевым уровнем на выходе ф5, которым все разряды счетчика до прихода одиннадцатого счетного импульса пе­реводятся в нулевое состояние. Так, после десяти входных импуль­сов счетчик сбрасывает накопленный результат, возвращаясь в ис­ходное положение.

Одиннадцатый импульс своим положительным перепадом пере­ключает RS-триггер, снимая установочный сигнал.

Счетчик-делитель может быть построен и без дополнительных элементов (вентилей) [37]. Для построения безвентильного счетчика необходимо разложить заданный коэффициент счета на сомножите­ли, каждый из которых содержит целую степень числа 2 или целую степень числа 2 с добавлением единицы:



где а, р, Y — целые числа 1, 2, 3, ...

Примеры такого разложения для КСч = 2-20 приведены в табл. 4.12.

Рассмотрим несколько примеров построения безвентильных счет­чиков-делителей с использованием табл. 4.12.

Пример 1. Счетчик-делитель на 3.

Коэффициент счета разлагается на сумму (24-1). Для его реа­лизации требуются два JK-триггера, соединенных, как показано на рис. 4.47,а. Как следует из временных диаграмм (рис. 4.47,6), в ка­честве выхода делителя можно использовать выход любого из триггеров.





Рис. 4.47. Безвен­тильный счетчик-делитель на 3: а — функциональная схема; б — времен­ные диаграммы

Таблица 4.12

%сч	Разложение	Kсч	Разложение
2	2	11	10+1=2 (22+1) + 1
3	2+1	12	4*3=22(2+1)
4	22	13	12+1=22(2+1) + 1
5	22+2	14	2*7=2 [2 (2+1) + !]
6	2*3=2(2+1)	15	14+1=2 [2 (2+1) + 1]+1
7	64-1=2(2+1) + 1	16	24
8	23	17	16+1=22+1
9	8+1=23+1	18	2*9=2(23+1)+1
10	2-5=2 (22+1)	19	18+1 — 2(23+1) + 1
		20	2.10-22(22+1)

Пример 2. Счетчик-делитель на 5.

Разложение заданного коэффициента счета можно представить в виде 22+1. Для реализации такого счетчика-делителя необходимы три JK-триггера. Его функциональная схема и временные диаграммы приведены на рис. 4.48. Два первых триггера соединяют в схему вычитающего счетчика с последовательным переносом, а третий под­соединяют J3-входом к Q2-выходу второго триггера, C3-входом к C1-входу, Q3-выходом к J1-входу первого триггера. На Kз-вход подают уровень логической 1. Как видно из временных диаграмм, выходом делителя может быть только выход второго триггера Q2.



Рис. 4.48. Без­вентильный счетчик - дели­тель на 5: а — функцио­нальная схема; б — временные диаграммы

Пример 3. Счетчик-делитель на 7.

Разложение коэффициента счета имеет вид 2-3+1 = 2(2-}-1 ) + 1. Функциональная схема и временные диаграммы счетчика-делителя на 7 приведены на рис. 4.49. В основе схемы счегчнк с коэф­фициентом (2-fl) на триггерах T2 и Т3, к ним подключают триг­гер ti для увеличения коэффициента счета до 6 — 2(2-fl) и затем подключают триггер T4 для увеличения коэффициента счета на еди­ницу. Схема его подключения та же, что и в рассмотренных счетчи­ках-делителях. Выходом делителя, как видно из временных диа­грамм, может служить только выход третьего триггера.



Рис. 4.49. Безвентиль­ный счет­чик - дели­тель на 7:

а — функцио­нальная схе­ма; б — вре­менные диа­граммы



Из рассмотренных примеров можно вывести следующие правила построения безвентильных счетчиков-делителей:

1. Заданный коэффициент счета разлагают на сомножители.

2. Для реализации функциональной схемы выбирают JK-триг­геры как наиболее удобные.

3. Составляют функцио­нальную схему; в общем слу­чае она представляет собой сочетание счетчиков с коэф­фициентом счета 2а, 2b, 2Y и т. д. и добавочных JK-триг­геров для увеличения на еди­ницу коэффициента счета (рис. 4.50).

4. Внутри каждого из счетчиков Ж-триггеры соеди­няют по схеме с последова­тельным переносом для режи­ма вычитания.

5. Каждый добавочный JK-триггер подключают к соответствую­щему счетчику по следующей схеме: J-вход соединяют с прямым выходом последнего разряда счетчика, С-вход с С-входом первого разряда счетчика, инверсный выход Q- с J-входом первого разряда счетчика. K-вход с источником напряжения с уровнем логической 1.

6. Выходной сигнал снимают с выхода счетчика с коэффициен­том 2а.

Как видно из изложенного, безвентнльные сметчики обла­дают свойством наращиваемо­сти и не требуют дополнитель­ных логических элементов. Их недостаток — большое число триггеров.

Быстродействие безвен­тильных счетчиков определяет­ся их структурой, в частности тем, что значительная часть триггеров соединяется по схе­ме последовательного переноса.



Рис. 4.50. Обобщенная функциональная схема безвентиль­ного счетчика-делителя



Рис. 4.51. Счетчик-делитель на регистре с перекрестными обратны­ми связями



Рис. 4.52. Распределитель импульсов на кольцевом регистре:

а — функциональная схема; б — времен­ные диаграммы

Счетчик-делитель может быть построен на регистре сдвига, охва­ченном перекрестными обратными связями (рис. 4.51). Коэффициент деления равен 2N. Счетчики такого вида часто называют счетчиками Джонсона. Большинство счетчиков­делителей серии К176 выполнены по рассмотренной схеме.

СЕРИИ МИКРОСХЕМ ДЛЯ АППАРАТУРЫ РАДИОСВЯЗИ И РАДИОВЕЩАНИЯ

В настоящее время большинство каскадов приемопередающей и радиовещательной аппаратуры может быть выполнено на основе интегральных микросхем.

Отечественная промышленность выпускает несколько серий ми­кросхем, предназначенных для использования в аппаратуре радио­связи. Из них наибольшей функциональной полнотой по видам ми­кросхем обладают серии 219, 235 и 435.

Микросхемы серии 219 для KB и УКВ радиоаппаратуры. Серия 219 состоит из 13 микросхем, предназначенных для построения трактов приемопередающей радиоаппаратуры, работающей в диапа­зоне до 55 МГц.

Рис. 2.1. Усилительные микросхемы серии 235

Микросхему 219УВ1 используют в усилителях ВЧ. Ее выпус­кают в двух модификациях, различающихся коэффициентом усиления напряжения. На частоте 50 МГц при входном сигнале 10 мВ и добротности контура Q = 60 резонансный усилитель, выполненный на микросхеме 219УВ1А, обеспечивает усиление в 20 — 40 раз, а вы­полненный на микросхеме 219УВ1Б в 20 — 80 раз. Основу усилителя составляет каскодная пара транзисторов, включенных по схеме ОЭ — ОБ. Наличие в эмиттерной цепи набора резисторов позволяет использовать микросхему не только при номинальном напряжении источника питания 5 В, но и при напряжениях до 8 В. Потребляе­мая мощность не превышает 15 мВт.

Микросхема 219УР1 предназначена для использования в усили­телях ПЧ, работающих в диапазоне 0,5 — 1,0 МГц. Основу ее со­ставляет пара транзисторов, включенных по схеме ОЭ — ОЭ. При резонансной нагрузке (добротность контура Q = 60) и при входном сигнале 0,1 мВ усилитель обеспечивает на частоте 650 кГц коэффи­циент усиления не менее 600. Входное сопротивление превышает 600 Ом. Микросхему 219УР1 можно использовать и в качестве сме­сителя. В этом случае напряжение от внешнего гетеродина следует подавать на вывод 8. Напряжение питания микросхемы 5 В±10 %, потребляемая мощность не более 20 мВт.

Микросхема 219УН1 предназначена для создания двухкаскад-ного микрофонного усилителя с коэффициентом усиления на частоте 1 кГц не менее 200 и с коэффициентом нелинейных искажений не более 5 %.
Подбором внешних элементов можно не только обеспе­чить работу в основном диапазоне частот 300 — 3400 Гц, но и пере­вести усилитель в диапазон ПЧ до 5 МГц. Напряжение питания микросхемы 5 В±10 %, потребляемая мощность не более 10 мВт.

Микросхема 219УП1 представляет собой двухкаскадный усили­тель НЧ и используется в качестве элемента шумоподавителя при отсутствии полезного сигнала на входе приемника. Диапазон рабо­чих частот 300 Гц — 5 МГц. При входном напряжении 30 мВ на частоте 3 кГц выходное напряжение усилителя превышает 750 мВ. Помимо основного назначения микросхема 219УП1 может найти применение в предварительном усилителе НЧ с диапазоном рабочих частот 0,1 — 7 кГц и в усилителе ПЧ на частотах до 700 кГц. На­пряжение питания микросхемы 5 В+10 %, потребляемая мощность не более 10 мВт.

Микросхемы 219МС1 и 219МС2 предназначены для использова­ния в подмодуляторах. Двухкаскадный подмодулятор на основе микросхемы 219МС1 может управлять емкостью варикапа на часто­тах от 200 Гц до 5 МГц, обеспечивая на частоте 1 кГц усиление более чем в 18 раз. Напряжение питания микросхемы 5 В±10 % или 8 В±10%. Потребляемая мощность не более 18 мВт.

Микросхема 219МС2, выполненная по трехкаскадной схеме, обладает большим усилением и обеспечивает на частоте 1 кГц вы­ходное напряжение 800 мВ при входном напряжении 2 мВ. Диапа­зон рабочих частот от 200 Гц до 1,5 МГц. Эту микросхему можно применять в радиостанциях для тонального вызова корреспонден­тов. Тонгенератор обеспечивает выходное напряжение не менее 1 В. Напряжение питания микросхемы 5 В±10 %, потребляемая мощ­ность не более 15 мВт.

Микросхема 219ДС1 совмещает в себе ограничитель и дискри­минатор, что позволяет ограничивать по амплитуде сигнал ПЧ перед подачей его на чувствительный фазовый детектор и этим снижать уровень нелинейных искажений. Микросхема используется в диапа­зоне частот 0,5 — 1 МГц. На частоте 650 кГц при входном напряжении 1 мВ напряжение ограничения составляет 0,9 — 1,4 В.


Напря­жение питания микросхемы 5 В+10%, потребляемая мощность не более 2,5 мВт.

Микросхема 219ПС1 предназначена в основном для применения в смесителях частоты. Она выпускается в двух модификациях (А, Б) для диапазонов частот 44 — 55 и 10 — 14 МГц. При частоте сигнала 48 МГц (Uс=10 мВ) и частоте гетеродина 34 МГц (Uгет=:200 мВ) коэффициент преобразования смесителя на микро­схеме 219ПС1А не менее 30. Микросхема 219ПС1Б при частоте сиг­нала 14 МГц (Uc=5 мВ) и частоте гетеродина 13,35 МГц (Uгет= = 250 мВ) обеспечивает коэффициент преобразования не менее 80. Наличие в микросхеме дифференциальной пары согласованных тран­зисторов позволяет создавать на ее основе такие узлы малогаба­ритных приемников УКВ диапазона, как дифференциальные и каскодные усилители ВЧ и ПЧ, преобразователи частоты, усилители НЧ и т. д. Напряжение питания микросхемы 5 В±10 % или 8 В± + 10 %. Потребляемая мощность не более 23 мВт.

Микросхемы 219ГС1 и 219ГС2 применяют в качестве активных элементов кварцевых генераторов, работающих на частотах 30 — 70 и 1 — 30 МГц соответственно. Генераторы выполняют по емкостной трехточечной схеме. Генератор на микросхеме 219ГС1 на частоте 34 МГц обеспечивает выходное напряжение не менее 130 мВ. Отно­сительная нестабильность частоты (без учета нестабильности часто­ты кварцевого резонатора) не более +5Х10~в. Потребляемая мощ­ность не более 15 мВт. Генератор на микросхеме 219ГС2 на часто­те 13,55 МГц обеспечивает выходное напряжение не менее 230 мВ. Относительная нестабильность частоты + 10Х10-6. Потребляемая мощность не более 15 мВт. Напряжение питания 5 В+10%,

Для создания маломощных ЧМ возбудителей в виде кварцевых генераторов с непосредственной модуляцией выпускают микросхему 219ГСЗ. Для обеспечения модуляции последовательно с кварцевым резонатором включают варикап, емкость которого меняется под влиянием напряжения, подаваемого с выхода подмодулятора. На частоте 10 МГц девиация частоты составляет не менее +5 кГц. Выходное напряжение модулированного сигнала не менее 45 мВ.


Коэффициент гармоник не более 13 %. Напряжение питания микро­схемы 5 В+10 %, потребляемая мощность не более 15 мВт.

Микросхемы 219НТ1 и 219НТ2 — транзисторные сборки, пред­назначенные для создания маломощных транзисторных каскадов. Микросхема 219НТ1 содержит пять транзисторов 2Т317, а микро­схема 219НТ2 — четыре.

Микросхемы серии 235 для KB и УКВ радиоаппаратуры. Соче­танием высокой функциональной законченности с многоцелевым на­значением характеризуются микросхемы серии 235, предназначенные для использования в KB и УКВ радиоаппаратуре на частотах до 150 МГц. Серия состоит из 22 микросхем, выполненных по гибрид­ной технологии.

Микросхему 235УВ1 (рис. 2.1,а) выпускают в двух модифика­циях (А, Б) и применяют в основном в усилителях ВЧ (см. рис. 2.2,а).

Усилительная часть микросхемы, выполненная по каскодной схе­ме ОЭ — ОБ на транзисторах Т2 и Т1, обеспечивает устойчивое усиление на ВЧ при сравнительно низком уровне шума (на частоте 150 МГц коэффициент шума не более 7 дБ для модификации А и. не более 10 дБ для модификации Б). Крутизна проходной характе­ристики на частоте 150 МГц не менее 7 мА/В, а на частоте 10 МГц не менее 20 мА/В. Благодаря термозавиоимому делителю базового смещения (резисторы R1 — R3 и диоды Д1 и Д2) и цепям обратной связи относительное изменение крутизны проходной характеристики не превышает ±25% в интервале температур от — 60 до -f-70°C.

На частоте 10 МГц входное сопротивление не менее 0,5 кОм, входная емкость не более 25 пФ, выходное сопротивление не менее 30 кОм, а выходная емкость около 6 пФ.

Схема на транзисторе Т3 позволяет осуществить АРУ. Измене­ние напряжения, подаваемого на вывод 7, вызывает изменение эмит-терного тока транзистора Тз, а следовательно, и токов транзисторов T2 и T1. В результате происходит смещение рабочей точки усили­теля. Напряжение задержки АРУ не менее 1,45 В, а максимальная глубина регулировки по цепи АРУ до 46 дБ (при напряжении АРУ 4 В).

При сопротивлении нагрузки 100 Ом микросхема обеспечивает на частоте 10 МГц усиление не менее чем в 200 раз (при коэффи­циенте устойчивости 0,9).



Напряжение питания 6,3±10 %, потребляемая мощность не бо­лее 20 мВт.

Кроме своего основного назначения микросхема 235УВ1 приме­няется в смесителях с регулируемым коэффициентом преобразова­ния. Напряжение внешнего гетеродина в этом случае подают в кол­лекторную цепь транзистора Т2 через конденсатор C4 или через внешний конденсатор, подключаемый к выводу 8.

Микросхемы 235УР2 (рис. 2.1,6) и 235УР8 предназначены глав­ным образом для работы в качестве выходных усилителей тракта ПЧ. Они имеют одинаковое схемное построение, которое включает в себя трехкаскаднын усилитель на транзисторах TI — Т3 и эмиттер-иып повторитель на транзисторе 7V

Входная часть усилителя выполнена по схеме с ОЭ, а выход­ная — -по каскодной схеме. Это обеспечивает хорошую развязку по переменной составляющей между входом и выходом микросхемы. Наличие глубокой обратной связи по постоянному току позволяет изменять питающее напряжение от 4 до 16 В.

Рис. 2.2. Варианты применения усилительных микросхем серии 235:

а — резонансный усилитель ВЧ; б — апериодический усилитель ПЧ; в — уси­литель ПЧ с пьезокерамическим фильтром на входе; г — резонансный усили­тель ПЧ с АРУ; д — дифференциальный усилитель; е — микрофонный усили­тель; ж — регулируемый резонансный усилитель ПЧ с эмиттерным повторите­лем на выходе; з — частотный детектор; и — резонансный усилитель ОЭ — ОБ; к — кварцевый гетеродин с удвоителем частоты; л — апериодический усили­тель ОЭ — ОБ; м — преобразователь частоты с собственным кварцевым гете­родином

Для выравнивания частотной характеристики в эмиттерной цепи первого каскада использована частотная коррекция, благодаря чему микросхему можно применять как широкополосный усилитель. Коэф­фициент усиления регулируется с глубиной 18 дБ изменением со-противтения резистора, подключаемого между выводами 2 и 5. Поскольку этот резистор оказывается включенным в цепь обратной связи, то изменение его сопротивления практически не оказывает влияния на стыковочные параметры микросхемы.


Наличие вывода 4 позволяет подавать входной сигнал непосредственно на базу тран­зистора Т3, минуя входной каскад. Мискросхемы могут применять­ся с различными по характеру нагрузками (LC-контур, электроме­ханический фильтр и др.).

Микросхемы 235УР2 и 235УР8 различаются номиналами исполь­зуемых конденсаторов. Применение в микросхеме 235УР8 конденса­торов большей емкости снижает нижнюю граничную частоту до 75 кГц вместо 250 кГц у микросхемы 235УР2. На частотах 1,6 и 25 МГц микросхемы обеспечивают крутизну проходной характери­стики соответственно не менее 75 и 25 мА/В, входное сопротивление не менее 3 кОм, а входную емкость не более 15 пФ. При коэффи­циенте устойчивости 0,9 обе микросхемы на частоте 1,6 МГц обес­печивают усиление более чем в 300 раз.

Пример построения усилителя на основе микросхемы 235УР2 показан на рис. 2.2,6.

Микросхемы 235УРЗ (рис. 2.1,0) и 235УР9 предназначены для использования в усилителе ПЧ с апериодической или селективной нагрузкой. Они отличаются от микросхем 235УР2 и 235УР8 нали­чием цепи АРУ.

Обе микросхемы выполнены по одинаковой электрической схеме и различаются номиналами используемых конденсаторов. Микро­схемы содержат по два одинаковых усилительных каскада, собран­ных по схеме ОК — ОБ. Транзисторы T1 и Т3, включенные по схеме с ОК, предназначены для согласования каскадов, а транзисторы Т2 и T4 обеспечивают усиление по напряжению. Напряжение АРУ по­дают на базовые входы транзисторов T1 и Т3 через диоды Д( и Д2. Максимальная глубина регулирования 86 дБ.

На диодах Д3 и Д4 выполнено устройство, которое позволяет менять характер температурной зависимости крутизны характеристи­ки микросхемы перекоммутацией внешних выводов. Например, если замкнуть выводы 7 и 8, температурная зависимость становится отрицательной и микросхему можно стыковать с пьезокерамнческим фильтром, имеющим обратную температурную зависимость.

Помимо построения различных усилителей ПЧ (рис. 2.2,0, г) микросхемы 235УРЗ и 235УР9 можно использовать в качестве огра­ничителей с максимальным выходным напряжением не менее 2,3 В или в качестве аналоговых ключей.


Обе микросхемы обеспечивают на частоте 25 МГц крутизну проходной характеристики не менее 30, а на частоте 1,6 МГц — не менее 70 мА/В. На этой же частоте входное сопротивление превышает 2,5 кОм, входная емкость не более 20 пФ5 выходное сопротивление не менее 15 кОм, а выходная емкость составляет около 6 пФ. При коэффициенте устойчивости более 0,8 максимальный коэффициент усиления превышает 400. На­пряжение питания микросхем 6,3 В+10 %, потребляемая мощность не более 23 мВт.

Микросхемы 235УН4 (рис. 2.1,г) и 235УН10 обладают широки­ми функциональными возможностями. Они могут быть использова­ны как дифференциальные широкополосные усилители, усилители НЧ с эмиттерным повторителем, инверторы, парафазные усилители, симметричные ограничители, электронные ключи и т. д.

Основу микросхем, которые различаются только номиналами используемых конденсаторов, составляет дифференциальный каскад на транзисторах Т2 и Т5 с токостабилизирующим элементом на транзисторе Т3. В базовом делителе дифференциальной пары при­менен для термокомпенсации диод Д1. Транзистор. T4 в диодном включении стабилизирует режим транзистора Т3. Входные сигналы можно подать на выводы lull или 2 и 10. Выходное напряжение снимают с выводов 5 и 7. На обоих выходах микросхем включены эмиттерные повторители на транзисторах Т} и Т6. При использова­нии в качестве входных выводов 1 и 11 нижняя граница частотного диапазона усилителя на микросхеме 235УН4 составляет 2,5 кГц а на микросхеме 235УН10 0,3 кГц. Верхняя граничная частота на уровне 3 дБ достигает соответственно 4 и 7,5 МГц. На частоте 10 кГц входное сопротивление не менее 4 кОм, а коэффициент уси­ления не менее 16.

Микросхемы обеспечивают подавление синфазного сигнала с ко­эффициентом не менее 40 дБ. Коэффициент асимметрии выходных напряжений не превышает 10 %.

С помощью внешнего резистора, включенного между выводами 5 и 4, можно регулировать коэффициент усилителя в пределах до 4 дБ. При подаче сигналов на входы 2 и 10 микросхемы могут быть применены для усиления постоянного тока.



При использовании микросхем в качестве ограничителей порог ограничения по входному сигналу составляет 110+40 мВ. Если микросхема работает в качестве аналогового ключа, то запирающее напряжение следует подавать на эмиттеры транзисторов T2 и т1 через вывод 9. При наличии запирающего напряжения затухание сигнала не менее 34 дБ. Напряжение питания 6,3 В+10 %, потреб­ляемая мощность не более 23 мВт. Пример использования микро­схемы приведен на рис. 2.2Д

Микросхему 235УН5 (рис. 2.1,5) применяют для усиления НЧ колебаний. Первый каскад микросхемы на транзисторе Т} выполнен по схеме ОЭ, второй каскад на транзисторе Т2 работает как эмит-терный повторитель, обеспечивая согласование с оконечным пара-фазным каскадом на транзисторах Т3 и 7Y На частоте 1 кГц микросхема усиливает не менее чем в 400 раз. Входное сопротивление не менее 4 кОм. Максимальное выходное напряжение на парафаз-ном выходе не менее 1 В. Рабочий диапазон частот 25 Гц — 100 кГц, причем верхнюю граничную частоту можно регулировать внешним конденсатором, включаемым между выводом 8 и кор­пусом.

Предусмотрена возможность подачи входного сигнала непо­средственно на базу транзистора Т2, минуя первый усилительный каскад. Усиление микросхемы при этом уменьшается в 30 — 40 раз. При необходимости может быть использован только первый каскад.

Напряжение питания микросхемы 6,3 В+10 %, потребляемая мощность не более 14 мВт. Пример включения микросхемы в уси­лительном режиме показан на рис. 2.2,е.

Микросхемы 235УР7 (рис. 2Л,е) и 235УР11 используют преиму­щественно в усилителях ПЧ. Они отличаются от микросхем 235УР2 и 235УР8 меньшим усилением, наличием цепи АРУ и большим вход­ным сопротивлением, а от микросхем 235УРЗ и 235УР9 — лучшей равномерностью усиления в частотном диапазоне и меньшей глуби­ной регулировки коэффициента усиления.

Каждая из микросхем содержит усилитель на транзисторах Т1 и Т2 и многоцелевой каскад на транзисторе Т3. Последний может быть использован как развязывающий эмиттерный повторитель, до­полнительная ступень усиления с коллекторной нагрузкой или амплитудный транзисторный детектор.



Каскад, выполненный по схеме ОК на транзисторе Т1, обеспе­чивает согласование с предыдущим каскадом. Основное усиление дает транзистор Т2, включенный по схеме ОБ. Смещение баз тран­зисторов задается термокомпенсирующей цепью, на которую через вывод 4 подают напряжение АРУ (максимальная глубина АРУ не менее 46 дБ). Нагрузкой входного каскада служит резистор R$, напряжение с которого можно подать на базу транзистора Т3, если соединить выводы 8 и 10.

Режим ограничения в микросхемах реализуется в активной области за счет уменьшения коэффициента усиления каскада. При увеличении входного сигнала возрастают постоянные составляющие токов баз транзисторов Т1 и T2, а следовательно, и падение напря­жения на резисторах Re и R7. Положительные смещения на базах уменьшаются, транзисторы работают при меньшей крутизне пере­даточной характеристики. За счет диода Д{ создаются предыска­жения входного сигнала. Этим частично компенсируются искаже­ния в усилителе. Уменьшению искажений усиливаемого сигнала способствует и отрицательная обратная связь из-за падения напря­жения на резисторе R4.

Верхняя граничная частота микросхем составляет 100 МГц, а нижняя для микросхемы 235УР7 не превышает 100 кГц и для микросхемы 235УР11 75 кГц. На частоте 1,6 МГц крутизна проход­ной характеристики обеих микросхем более 10 мА/В, а на частоте 100 МГц более 5 мА/В. При коэффициенте устойчивости более 0,8 на частоте 4,2 МГц коэффициент усиления более 100. Микросхема имеет на частоте 1,6 МГц входное сопротивление не менее 2 кОм, выходное сопротивление не менее 10 кОм, входную емкость не более 20 пФ, а выходную емкость не более 15 пФ. Напряжение питания 6,3 В+10%, потребляемая мощность не более 30 мВт.

Примеры использования микросхем 235УР7 и 235УР11 показа­ны на рис. 2.2,ж, з.

Микросхема 235ХА6 (рис. 2.1,ж) занимает особое положение в серии 235 из-за своей многофункциональности. Ее называют уни­версальной. Микросхема состоит из двух идентичных ступеней, поз­воляющих создавать как независимые однокаскадные устройства, так и различные их комбинации.


При этом независимо от схемы включения транзисторов имеющиеся в микросхеме пассивные компо­ненты обеспечивают постоянство режима по постоянному току. Для термостабилизации режима использованы термозависимые базовые делители с диодами Д{ и Д2, а также глубокая отрицательная обратная связь по постоянному току через резисторы R4 и Rs-

Микросхема 235ХА6 предназначена для использования в диа­пазоне частот 0,1 — 150 МГц в качестве усилителей ПЧ, ВЧ, сме-сителя, гетеродина, ограничителя, преобразователя или умножителя частоты и т. д.

Крутизна проходной характеристики на частоте 10 МГц превы­шает 12 мА/В, а на частоте 100 МГц не менее 5 мА/В. На частоте 10 МГц входное сопротивление не менее 1,2 кОм, выходное сопро­тивление не менее 20 кОм, входная емкость не превышает 15, а выходная около 6 пФ. Напряжение питания 6,3 В+10 %, потреб­ляемая мощность не более 29 мВт.

Примеры применения микросхемы 235ХА6 показаны на рис. 2.2,ы — м.

Микросхема 235ДС1 (рис. 2.3,а) совмещает в себе усилитель — ограничитель и частотный детектор. Усилительная часть на транзи­сторах ti и tz выполнена по такой же схеме, как и усилитель ми­кросхемы 235УР7. Введение в базовую цепь транзистора Тя вместо диода обеспечивает большую идентичность предыскажений с иска­жениями, возникающими в каскаде на транзисторе Ту. Напряжение АРУ подают в базовую цепь транзистора Т1 через включенный дио­дом транзистор Тз. Глубина АРУ более 52 дБ. Усилитель микро­схемы 235ДС1 имеет такие же параметры, как и усилитель микро­схемы 235УР7.

Частотный детектор микросхемы выполнен на диодах Д1 и Д2. Для фильтрации ВЧ составляющей продетектированного сигнала применен общий для двух диодных детекторов конденсатор С$. Коэффициент передачи частотного детектора более 0,35. Напряже­ние питания микросхемы 6,3 В±10 %, потребляемая мощность не более 30 мВт.

Примеры построения усилителя-ограничителя и частотного де­тектора с ограничителем приведены на рис. 2.4,а, б.



Рис. 2.3. Микросхемы серии 235



Микросхемы 235ДА1 и 235ДА2 (рис. 2.3,6) могут быть исполь­зованы как амплитудные детекторы и одновременно как детекторы АРУ с усилителем постоянного тока. Микросхемы различают номи­налами трех конденсаторов.



Рис. 2.4. Варианты применения микросхем серии 235:

а — усилитель-ограничитель; б — частотный детектор с ограничителем; в — детектор AM сигналов и АРУ с усилителем постоянного тока; г — коммутатор ВЧ цепей 3X1; д — коммутатор с трансформаторным входом; в — формирова­тель импульсов с регулируемым порогом; ж — управляемый делитель напря­жения; з — преобразователь частоты с трансформаторным выходом; и — ба­лансный смеситель; к. — кольцевой балансный модулятор

В каждой из микросхем оба детектора совмещены в одном каскаде на транзисторе Т1. Сигнал НЧ снимается с змиттерной нагрузки Rs, С3 через вывод 11, а напряжение АРУ с коллекторной нагрузки R4, С4 подается на усилитель постоянного тока. Постоян­ная времени детектора сигнала может быть изменена подключением конденсатора Сз при замыкании выводов 10 и 11 или внешнего конденсатора между выводами 11 и 4.

На выходе усилителя постоянного тока, выполненного на тран­зисторе Т г, включен пиковый детектор Д3 с большой постоянной времени цепи нагрузки. В качестве нагрузки пикового детектора используются эмиттерный повторитель на транзисторе Т3 и внешний конденсатор, подключаемый к выводу 8. При такой схеме эффек­тивно подавляется переменная составляющая НЧ. Напряжение АРУ пропорционально амплитуде огибающей модулированного сигнала. Меняя емкость подключаемых к выводу 8 конденсаторов, можно регулировать постоянную времени АРУ.

Если к выводу 8 не подключать конденсатор, диоды Д3 и Да будут выполнять функцию развязки между каскадами. Начало дей­ствия системы АРУ по входному сигналу можно изменять шунтиро­ванием резистора ri внешним резистором, подключаемым между выводами 3 и 6, или включением резистора между выводами 5 и 6.

Детектор сигнала имеет коэффициент передачи не менее 0,4, Коэффициент передачи по управляющему напряжению АРУ на ча­стоте сигнала 1,6 МГц не менее 20, а на частоте 100 МГц не менее 14.


Постоянная времени спада напряжения АРУ (при под­ключении к выводу 8 конденсатора С=10 мкФ) около 4 с. Верхняя граничная частота микросхем 100 МГц, нижняя граничная частота у микросхемы 235ДА1 300 кГц, а у микросхемы 235ДА2 30 кГц, На частоте 1,6 МГц входное сопротивление не менее 3 кОм, а вход­ная емкость не более 20 пФ. Коэффициент нелинейных искажений не более 5 %.

Напряжение питания 6,3 В±10 %, потребляемая мощность не более 15,2 мВт.

Пример построения схемы амплитудного детектора на микро­схеме 235ДА1 показан на рис. 2.4,0.

Микросхемы 235КП1 (рис. 2.3,в) и 235КП2 являются коммута­торами трактов ПЧ и НЧ, а также многочастотных гетеродинов. Они обеспечивают переключение одной цепи на три направления, и наоборот.

Принцип действия коммутатора основан на изменении сопро­тивления р-n переходов диодной матрицы при изменении полярности управляющего напряжения. При подаче в цепь смещения напряже­ния 6,3 В (ток смещения не более 0,5 мА) и при отсутствии управ­ляющих напряжений все три направления закрыты. На частоте 1 МГц в этом случае обеспечивается затухание в каждой цепи не менее 34 дБ. При подаче в одну из цепей достаточного для откры­вания перехода напряжения (ток управления не более 2,5 мА) за­тухание в этой цепи падает до 6 дБ. Отношение затухания закры­того и открытого каналов можно несколько увеличить путем повы­шения питающих напряжений до 10 — 12 В. Развязка между кана­лами более 20 дБ.

Обе микросхемы обеспечивают одинаковые параметры за исклю­чением нижней граничной частоты. У микросхемы 235КП1 она составляет 250 кГц, а у микросхемы 235КП2 снижена до 75 кГц.

Напряжение питания микросхем 6,3 В+10 %, потребляемая мощность не более 20 мВт.

Рекомендуемые варианты использования микросхемы 235КП1 показаны на рис. 2.4,г, д.

Микросхема 235АП1 (рис. 2.3,г) предназначена для формиро­вания импульсных сигналов и представляет собой триггер Шмитта с выходным усилителем мощности.

Микросхема устойчиво работает в диапазоне частот 80 Гц — 1 МГц.


Входное сопротивление не менее 5 кОм. Напряжение сраба­ тывания формирователя не превышает 225 мВ, а амплитуда выход­ного импульса больше 2,5 В. Изменением сопротивления резистора, включаемого между выводами 5 и 9, можно регулировать порог срабатывания. Резисторы, включаемые между выводами 7 и 6, 4 и 5, служат для изменения скважности выходных импульсов.

Напряжение питания 6,3 В+10 %, потребляемая мощность не более 20 мВт.

Вариант использования микросхемы показан на рис. 2А,е.

Микросхему 235ПП1 (рис. 2.3,д) используют как управляемый делитель напряжения системы АРУ.

Регулирование осуществляется изменением сопротивлений дно-дов, включенных в цепь подачи сигнала и управляемых усилителем постоянного тока на транзисторе Т1. Пока на вывод 5 не подают управляющее напряжение, диоды Д1 и Д3 открыты, а диод Д2 закрыт. Ослабление сигнала при этом не превышает 8 дБ. При воздействии управляющего напряжения на базу транзистора Тг диоды Д1 и Д3 закрываются, а шунтирующий их диод Д2 откры­вается. При управляющем напряжении 4 В (ток в цепи управления не превышает 2,2 мА) коэффициент ослабления в цепи передачи сигнала возрастает до 46 дБ.

Для изменения режима работы в микросхеме имеются подклю­ченные к выводам 3 и 9 резисторы R1 и R10. Предусмотрена также возможность повышения коэффициента передачи при отсутствии за­пирающего напряжения. Для этого следует подключить к выводам 2, 7 и 10 дроссели.

Напряжение питания микросхемы 6,3 В±10 %, потребляемая мощность не более 20 мВт.

Пример применения микросхемы 235ПП1 показан на рис. 2А,ж.

Микросхемы 235ПС1 (рис. 2.5,а) и 235ПС2 применяют в пре­образователях частоты. В каждую из них входит усилитель на транзисторе Т1, двойной балансный смеситель на транзисторах Т2 — Т5 и гетеродин на транзисторе Т7.

Входной усилительный каскад используется для повышения уровня напряжения сигнала, подаваемого на вход смесителя. На­грузкой каскада служат транзисторы T2 и T3. На транзисторы T4 и Т5, также входящие в состав смесителя, напряжение сигнала не подается.


При подаче на вывод 5 напряжения гетеродина в нагруз­ ке происходит компенсация встречно направленных составляющих тока с частотой гетеродина, протекающих в коллекторных цепях транзисторов основной и вспомогательной пар. Комбинационные составляющие не претерпевают изменений. Такой преобразователь, в частности, может найти применение в приемниках однополосных сигналов.



Рис. 2.5. Преобразовательная (а) и модуляторная (б) микросхемы серии 235

Гетеродинная часть микросхем на транзисторе T7 может быть использована в нескольких вариантах.

Режим работы транзисторов микросхемы по постоянному току определяется делителем Rio, Re, R?, Rs, Тй. Транзистор Тй исполь­зуется как термокомпенсирующий диод.

Нижняя граничная частота по сигнальному входу для микро­схемы 235ПС1 не более 600 кГц, а для микросхемы 235ПС2. не более 50 кГц и соответственно по гетеродинному входу 50 кГц и 1 кГц. Микросхема обеспечивает крутизну преобразования не менее 2 мА/В при частоте сигнала 150 и частоте гетеродина 148,4 МГц. Коэффициенты подавления по сигнальному и гетеродинному входам не менее 10 дБ. Сопротивление сигнального входа не менее 1, а. ге­теродинного не менее 1,5 кОм. Емкости сигнального и гетеродинного входов не более 25 пФ. Напряжение собственного гетеродина не менее 300 мВ. Напряжение питания 6,3 В±10%, потребляемая мощ­ность не более 35 мВт.

Примеры практического использования микросхем показаны на рис. 2.4,3, и.

Микросхемы 235МП1 (рис. 2.5,6) и 235МП2 представляют собой кольцевые модуляторы, выполненные по единой схеме и различающиеся только емкостью отдельных конденсаторов. Последова­тельно с диодами Д1 — Д4 включены резисторы R5 — R8 для улучше­ния симметрии. Симметрирование входов и выходов модулятора производится с помощью резисторов R1, R2, R11, R12. Для подачи напряжения на диагонали моста в схеме имеются две пары рези­сторов: R3, R4 и R9, R10.

Если подключить к микросхеме трансформаторы и подать на­пряжения несущей и модулирующей частот так, как показано на рис. 2А,к, то на выходе появится модулированное колебание, в спектре которого будут содержаться составляющие верхней и нижней боковых частот.


Составляющие с частотой несущей и мо­ дулирующего сигнала будут подавлены. Можно выполнить моду­лятор и без трансформаторов. В этом случае микросхему включают между симметрирующими усилительными микросхемами 235УН4, обеспечивающими парафазные выходы.

Микросхемы 235МП1 и 235МП2 используют и для создания фазовых детекторов. Напряжения гетеродина и сигнала подают через симметрирующие усилители 235УП1 на входы 1, 3 к 9, 11, а выходное напряжение НЧ снимают с нагрузки (с фильтрующим конденсатором), включенной между выводами 5 и 7.

Нижняя граничная частота по сигнальному входу у микросхе­мы 235МП1 не превышает 10, а у микросхемы 235МП2 — 2,5 кГц. Крутизна характеристики в режиме фазового детектора на частоте 0,2 МГц не менее 6,5 мВ/град, коэффициент передачи модулятора на этой частоте более 0,2. Коэффициент подавления ВЧ в диапазо­не 50 — 2500 кГц изменяется от 26 до 14 дБ.

Пример модулятора на микросхеме 235МП1 приведен на рис. 2.4,к.

Микросхемы серии 435 для аппаратуры радиосвязи. Серия со­стоит из 14 гибридных микросхем, предназначенных для создания высококачественной радиоаппаратуры, работающей в диапазоне до 200 Мгц.

По полноте укомплектования, электрическим параметрам и функциональным возможностям микросхем серия 435 превосходит серии 219, 235 и др. Некоторые микросхемы серии 435 выполнены аналогично лучшим микросхемам серии 235.

Серия 435 содержит усилитель ВЧ и ПЧ с АРУ (435УВ1) с крутизной проходной характеристики не менее 60 мА/В; эконо­мичный усилитель ПЧ (435УР1) с крутизной проходной характери­стики более 120 мА/В; три усилителя НЧ (435УН1, 435УН2 и 435УНЗ), первый из которых характеризуется высокой универсаль­ностью, а последний повышенной выходной мощностью (40 мВт); усилитель-ограничитель (435УП1) с амплитудными детекторами для частотных дискриминаторов; микросхему усилителя-генератора 435УП2, предназначенную для создания двух независимых генера-торов или четырех коммутируемых эмиттерных повторителей; ми­кросхему 435КН1 с шестью независимыми транзисторными ключами и микросхему 435КН2 с двумя идентичными независимыми комму­таторами; универсальную микросхему 435 ХП1, работающую на частотах до 200 МГц; двойной балансный смеситель (435ХА1); кольцевой модулятор (435МА1); формирователь импульсных сигна­лов (435АП), выполненный на триггере Шмитта; детектор AM сигналов с усилителем постоянного тока и эмиттерным повторите­лем (435ДА1).



Напряжение питания микросхем 6 В±10 %.



Рис. 2.6. Широкополос­ный усилитель на мик­росхеме К175УВЗ

Микросхемы серии К175 для радио­вещательной аппаратуры. Серия состо­ ит из пяти микросхем, позволяющих выполнить в интегральном исполнении основные узлы радиовещательных при­емников.

Микросхема К175УВ1 представляет собой широкополосный усилитель с ко­эффпциентом усиления по напряжению не менее 10. Коэффициент гармоник не более 10%. Входное сопротивление не менее 1 кОм. Выпускают дзе модифи­кации микросхемы с различными верх» ними частотами (30 и 45 МГц).

Напряжение питания микросхемы 6,3 В+10 % при токе потребления не более 15 мА.

Микросхема К175УВ2 является универсальным усилителем. Универсальность микросхемы определяется наличием в ней диффе­ренциального усилителя.

Микросхему выпускают в двух модификациях, различающихся верхней рабочей частотой (40 или 55 МГц). Входное сопротивление микросхемы не менее 1 кОм, коэффициент шума не более 10 дБ, крутизна проходной характеристики не менее 10 мА/В.

Напряжение питания микросхемы 6 В+10 % при токе потреб­ления не более 3,5 мА.

Микросхема К175УВЗ является стабилизированным экономич­ным усилителем с повышенной крутизной проходной характеристи­ки (250 — для модификации А и 400 мА/В — для модификации Б). Верхняя граничная частота 2,5 МГц, входное сопротивление не ме­нее 750 Ом, коэффициент шума не более 10 дБ.

Напряжение питания б В+10 % при токе потребления не более 2 мА.

Микросхема К175УВ4 является усилителем-преобразователем ВЧ и определяет частотный диапазон аппаратуры, создаваемой на ми­кросхемах серии К175. Верхняя граничная частота усилителя-пре­образователя ВЧ составляет 150 МГц. Крутизна проходной харак­теристики на частоте 1 МГц не менее 10 мА/В.

Напряжение питания 6,3 В+10 %. Ток потребления не более 3 мА.

Микросхема К175ДА1 содержит детектор AM сигналов и детек­тор АРУ с усилителем постоянного тока. Коэффициент передачи детектора не менее 0,4, коэффициент передачи по цепи АРУ не менее 20.

Напряжение питания 6 В+10 %. Ток потребления не более 2 мА.

На рис. 2.6 показан для примера широкополосный усилитель на микросхеме К175УВЗ.

СЕРИИ МИКРОСХЕМ ДЛЯ ЛИНЕЙНЫХ И ИМПУЛЬСНЫХ УСТРОЙСТВ

Промышленностью освоена широкая номенклатура серий микро­схем, предназначенных для создания линейных и импульсных устройств различного назначения.

Это в первую очередь серии К101, КП8, КИ9, К122, К124, К162, К218, К228, К249, К722.

Рис. 2.18. Микросхемы серии К122

Микросхемы серий КИ8, К122 и К722 для линейных и порого­вых устройств. Серии КИ8, К122 и К722 близки по составу и раз­личаются конструктивным оформлением микросхем. Для этих серий характерна универсальность входящих в их состав микросхем. Рас­смотрим схемотехнические особенности некоторых из них.

Микросхема К122УД1 является однокаскадным дифференциаль­ным усилителем постоянного тока, принципиальная схема которого показана на рис. 2.18,а.

Основу усилителя составляют транзисторы Т} и Т2 с идентич­ными параметрами. Совместно с равными по сопротивлению рези­сторами Ri и Ri эти транзисторы образуют сбалансированную мо­стовую схему. В идеальном случае напряжение на диагонали моста между выводами 5 и 9 при отсутствии входного сигнала должно быть равно нулю.

Одно из важнейших достоинств дифференциальных усилителей заключается в том, что балансировка моста не нарушается и в слу­чае синфазного воздействия на выводы 4 и 10. Обычно появление синфазного сигнала объясняется наличием наводок или других помех. Они вызывают одинаковые по амплитуде и фазе изменения напряжений на входах обоих транзисторов, а следовательно, и иден­тичные изменения токов через них. В результате напряжение меж­ду выводами 5 и 9 не претерпевает изменений, что свидетельствует о подавлении синфазной помехи.

Полезный сигнал обычно подается на дифференциальный вход между базовыми выводами транзисторов Т} и Т2. В этом случае входные сигналы обоих транзисторов равны по амплитуде и про­тивоположны по фазе. Изменение тока коллектора одного из тран­зисторов сопровождается противофазным изменением тока второго транзистора. Как следствие, появляется и меняется в соответствии с сигналом разность напряжений между коллекторами транзисторов дифференциальной пары (выводы 5 и 9).

Кроме работы на симметричный выход микросхема К122УД1 может использоваться и с несимметричным выходом. При этом несколько ухудшается подавление синфазной помехи.

Важным элементом большинства интегральных дифференци­альных усилителей является токостабилизирующий двухполюсник (генератор то-ка), подобный тому, который выполнен в рассматри­ваемой микросхеме на транзисторе Т3 и включен в общую эмит-терную цепь транзисторов Т1 и Т2. Двухполюсник играет важную роль в обеспечении подавления синфазной помехи и заменяет вы-сокоомный резистор, создание которого в полупроводниковых ми­кросхемах вызывает ряд затруднений.

Если токостабилизирующий двухполюсник идеален, т. е. имеет бесконечное дифференциальное сопротивление, то воздействие син­фазной помехи вызывает только приращение потенциала эмиттеров Транзисторов TI и Т2. При этом токи и потенциалы их коллекторов не изменяются. Если же токостабилизирующий двухполюсник не идеален, то приращение потенциала эмиттеров транзисторов TI и Т2 сопровождается приращением токов и потенциалов их коллек­торов, т. е. появлением синфазной составляющей на выходе уси­лителя. При некоторой несимметрии плеч дифференциальной пары это приведет и к возникновению паразитной дифференциальной составляющей выходного напряжения. Таким образом, внутреннее дифференциальное сопротивление токостабилизирующего двухпо­люсника должно быть как можно больше.

Режим транзистора токостабилизирующего элемента опреде­ляется резистором R3 и делителем базового смещения, образован­ным резисторами R6, R4 и R5, а также транзистором Т4 в диодном включении. Транзистор T4 применен для стабилизации тока тран­зистора Т3 при изменении температуры.

Изменением потенциала на базе транзистора Т3 (для этого можно использовать выводы 8, 11 или 12) достигают изменения динамического диапазона усилителя, а также входного сопротив­ления.

Микросхему К122УД1 выпускают в трех модификациях (А, Б и В). Они различаются по значению питающего напряжения (±4В±10% и ±6,ЗВ±10%), минимальному коэффициенту уси­ления (15 и 24), входному сопротивлению (6 и 3 кОм), входному току (10 -и 20 мкА) и по другим параметрам.



Микросхема К122УН1 (рис. 2.18,6) — двухкаскадный усилитель переменного тока. Ее выпускают в пяти модификациях, различаю­щихся напряжением питания (6,3 В±10% и 12,6 В±10%), ми­нимальным коэффициентом усиления (от 250 до 800 на частоте 12 кГц и от 30 до 50 на частоте 5 МГц) и постоянным напряже­нием на выходе (2,4 — 3,8 В для модификаций А и Б, 7,0 — 9,6 В для остальных). Входное сопротивление 2, выходное сопротивление 1,2 — 3 кОм.

Каскад на транзисторе Т1 выполнен по схеме ОЭ. Транзистор Т2 может быть использован как в схеме ОЭ, так и в схеме ОК. Через резисторы Rt и Ra транзисторы охвачены отрицательной обратной связью, определяющей и стабилизирующей режимы по постоянному току. Для устранения обратной связи по переменному току достаточно подключить конденсатор большой емкости к вы­водам 5 или 11. Выводы 3 и 11 используют для соединения ми­кросхемы с резистивными или емкостными элементами, меняющими или полностью устраняющими последовательную обратную связь в каждом каскаде, реализующими новые цепи обратной связи позволяющими регулировать режим транзисторов по постоянному току и т. д. Вывод 10 предусмотрен для подключения фильтрующих или корректирующих конденсаторов.

В зависимости от схемы включения транзистора Т2 роль на­грузки могут выполнять резисторы R7 (в схеме ОК) или R5 (в схе­ме ОЭ), а также внешние элементы.

Микросхема К122УН2 (рис. 2.18,е) представляет собой трех-каскадный усилитель с каскодным соединением транзисторов Г2 и Т3. Включенный по схеме ОЭ транзистор T1 охвачен обратной связью по напряжению через резистор R1.

Транзистор T1 может служить для усиления или для создания необходимого режима работы транзисторов Т2 и Т3 по постоянному току. Вывод 4 можно использовать для подачи сигнала, если для усиления использовать только транзисторы Т3 и Т2, или для под­ключения цепи АРУ. В последнем случае благодаря наличию в схе­ме резистора R4 изменение регулирующего напряжения не окажет заметного влияния на входное сопротивление усилителя и на фор­му его частотной характеристики.


Подключением к выводу 11 кон­ денсатора большой емкости обеспечивают заземление базы тран­зистора Т3 по переменной составляющей.

Микросхема может использоваться как с внутренней нагрузкой (резистор Rs), так и с различными по характеру внешними на­грузками, включаемыми между выводами 7 и 9.

Выпускают три модификации (А, Б, и В) микросхемы К122УН2 с коэффициентом усиления на частоте 12 кГц не менее 15, 25 и 40 и напряжением питания 4 В±10% (А) или 6,3 В ±10% (Б, В). ~

Серии КН8 и К722 содержат кроме усилительных микросхем видеоусилитель и триггер Шмитта, выпускаемые в нескольких мо­дификациях.

Видеоусилители обеспечивают напряжение на выходе 55 или 11 В при коэффициенте усиления на частоте 12 кГц от 900 до 2000. Напряжение питания 6,3 В ±10% или 12,6 В +10 %

Модификации триггера Шмитта различаются по питающему напряжению (±3 В ±10%, ±4 В ±10%, ±6,3 В ±10%) пи входному току (20 и 40 мкА), а также по уровням входного и выходного напряжений.

Микросхемы серий КП9, К218 и К228 для линейных и им­пульсных устройств. Серия микросхем КН9 включает в себя два усилителя НЧ с коэффициентом усиления 2 — 5 (КН9УН1) и 7—13 (КП9УН2) на частоте 10 кГц и с верхней граничной частотой 100 кГц; дифференциальный усилитель (К119УТ1) с коэффициен­том усиления 3 — 5 и рабочим диапазоном частот 5 Гц—200 кГш эмиттерный повторитель КИ9УЕ1, обеспечивающий на частоте 1 кГц коэффициент передачи не менее 0,7; видеоусилитель КП9УИ1 для усиления импульсов отрицательной полярности с длительно­стью от 0,3 до 500 мкс, имеющий на частоте 10 кГц коэффициент передачи 4 — 10; мультивибратор с самовозбуждением КП9ГП вырабатывающий импульсы с длительностью 7 — 25 икс и с ампли­тудой не менее 1,2 В; регулирующий элемент АРУ КН9МА1 с ко­эффициентом ослабления 2 — 8; детектор АРУ К119ДА1 с рабочим диапазоном частот 5 Гц — 40 кГц и с коэффициентом передачи на частоте 10 кГц не менее 0,6; линейный пропускатель КН9СВ1 с коэффициентом передачи не менее 0,65; чувствительный триггер Шмитта КН9ТЛ1 с порогами срабатывания и отпускания 0±0,1 В, а также коммутатор КН9КП1, активные элементы схем частотной селекции КН9СС1 и КН9СС2, диодный мост К119ПП1 и элемент блокинг-генератора КН9АГ1.



Для питания микросхем серии используются напряжения ±3, ±6,3, 12В с допуском ±10 %.

Серия К218 состоит из трех импульсных усилителей (К218УИ1 — К218УИЗ), усиливающих импульсы любой полярности длительностью 0,3 — 500 мкс с коэффициентом передачи не менее 3; двух эмиттерных повторителей К218УЕ1 и К.218УЕ2 (положитель­ной полярности и биполярного), предназначенных для передачи импульсов длительностью 0,3 — 1,5 мкс с коэффициентом передачи более 0,8; усилителя ПЧ К218УР1 с частотным диапазоном 22,5 — 37,5 МГц и с коэффициентом усиления не менее 7; автоко­лебательного мультивибратора К218ГГ1 с амплитудой выходных импульсов более 3 В при частоте следования от 50 Гц до 0,6 МГц; ждущего мультивибратора К218АГ1, работающего при амплитуде входных импульсов 2,5 — 6 В (отрицательной полярности), следую­щих с частотой менее 250 кГц; детектора радиоимпульсов К218ДА1 с линейным участком амплитудной характеристики не менее 400 мВ и с коэффициентом передачи на несущей частоте 30 МГц от 0,5 до 1; триггера с комбинированным запуском К218ТК1. Напряжение питания микросхем серии К218 6,3 В ±10 %.

Серия К228 существенно дополняет серию К218.

Микросхемы этих серий согласованы по стыковочным парамет­рам и напряжению питания. Они имеют единое конструктивное оформление.

В состав серии К228 входят: три усилителя (универсальный К228УВ1, каскодный К228УВЗ и регулируемый К228УВ2) с верх­ней граничной частотой 60 МГц и с крутизной характеристики на этой частоте не менее 7,5 мА/В (причем регулируемый усилитель обеспечивает возможность изменения крутизны в пределах 40 дБ); балансный усилитель К228УВ4 с крутизной вольт-амперной харак­теристики более 5 мА/В на частоте 5 МГц, обеспечивающий раз­баланс на выходе менее 3 дБ; устройство сравнения токов К228СА1 с током срабатывания не более 20 мкА; диодный ключ К228КН1, обеспечивающий отношение выходных напряжений в со­стояниях «Открыто» и «Закрыто» не менее 100; два диодно-рези-сторных декодирующих преобразователя К228ПП1 и К228ПП2 с управляющими напряжениями +1 и — 1 В, а также комбиниро­ванная диодно-резистивная матрица К228НК1 и конденсаторная сборка К228НЕ1 из пяти конденсаторов по 12000 пФ.



Для питания микросхем серии К228 используется напряжение ±6,3 В ±10%.

Микросхемы прерывателей и ключей. Серии К101, К124, К162, К743 составлены из микросхем, предназначенных преимущественно для коммутации слабых сигналов постоянного и переменного то­ков. В качестве прерывателей они применяются в разрядных клю­чах, преобразователях код-аналог, аналог-код и т. д.

Каждая микросхема представляет собой два идентичных n-p-n (К101, К743) или р-n-р (К124, К162) транзистора, объединенных в последовательный структурно-компенсированный ключ Как по­казано на примере микросхемы К101КТ1 (рис. 2.19), коммутируе­мую цепь подключают к эмиттерным выводам транзисторов (вы воды 3 и 7), а управляющий сигнал подают между коллекторами и базами обоих транзисторов.



Рис. 2.19. Микросхема К101КТ1 (а) и варианты ее использования: прерыватель (б), модулятор (в), составной транзистор (г)

На практике необходимо, чтобы транзисторный ключ имел воз­можно меньшее значение остаточного напряжения. В микросхемах рассматриваемых серий это достигается, во-первых, в результате выполнения транзисторов в едином технологическом цикле с иден­тичными параметрами, а во-вторых, в результате инверсного вклю чения транзисторов. Остаточные напряжения обоих транзисторов направлены встречно, взаимно компенсируясь, что и позволяет ком­мутировать весьма слабые сигналы.

Дополнительная регулировка остаточного напряжения возмож на с помощью переменного резистора, включаемого в колчекторную цепь. Такая схема может найти применение даже в высококаче­ственных ключах эталонных напряжений. При этом следует пом­нить, что чем больше регулировочное сопротивление, тем уже диа­пазон переключаемых токов, в котором проявляются достоинства схемы.

Микросхемы прерывателей находят применение и в других электронных устройствах.

В табл. 2.5 приведены основные параметры интегральных пре­рывателей.

Таблица 2.5

Микросхема	Uээ.ост, мкВ	Iээ.ут, нА	Rээ. Ом	Uкб.обр,	Uэб.обр, В	Тип проводи­мости
К101КТ1А	50	10	100	3,5	6,5	n-р-n
К101КТ1Б	150	10	100	3,5	6,5	n-р-n
К101КТ1В	50	10	100	3,5	3,5	n-р-n
К.101КТ1Г	150	10	100	3,5	3,5	n-р-n
К124КТ1	300	50	100	—	30	р-n-р
K162KTIA	100	45	100	20	30	р-n-р
К162КТ1Б	200	45	100	20	30	р-n-р
K743KTIA	50	40	100	3,5	6,5	n-р-n
К743КТ1Б	150	40	100	3,5	6,5	n-р-n
К743КТ1В	50	40	100	3,5	3,5	n-р-n
К743КТ1Г	150	40	100	3,5	3,5	n-р-n

Серия 249 состоит из одной микросхемы 2КЭ491, выпускаемой в четырех модификациях (А — Г). Микросхема содержит два опто-электронных ключа (рис. 2.20,а). Каждый из ключей состоит из светодиода и фототранзистора. Особенности таких устройств — гальваническая развязка входной и выходной цепей и однонаправленность передачи сигналов. Для подобных оптоэлектронных ключей характерно сопротивление изоляции, превышающее 108 — 1014 Ом. Практически идеальная развязка обеспечивает ряд воз­можностей, не реализуемых в чисто электронных устройствах. Например, с помощью низких напряжений можно управлять вы­соковольтными цепями, можно связать цепи, работающие из раз-личных частотах, и т. д. Применение оптоэлектронных ключей способствует значительному улучшению помехозащищенности устройств, так как оптические связи разрывают цепи проникно­вения помех. Еще одно достоинство оптоэлектронных ключей — возможность их совместной работы практически со всеми логиче­скими микросхемами.

Ключ на микросхеме 2КЭ491 может работать на двухпровод­ную линию (в режиме «оторванной» базы). Если необходимо обес­печить высокое быстродействие, такой режим неприемлем и це­лесообразно включить резистор параллельно эмиттерному переходу.

Это приведет к уменьшению времени рассасывания заряда в базе фототранзистора при выходе из режима насыщения. Например, подключение резистора с сопротивлением 3,9 кОм сокращает время выключения вдвое.

Коэффициент передачи тока любого из ключей не менее 0,5 для микросхем модификаций А и В и не менее 0,3 для микросхем Модификаций Б и Г.



Рис. 2.20. Оптоэлектронный ключ (а) и зависимости его па­раметров от температуры (б)

Время нарастания и спада с учетом времени задержки не бо­лее 3 мкс при нагрузке 100 Ом. Напряжение насыщения фото­транзистора не более 0,3 В при коллекторном токе 3 мА для ми­кросхем модификаций А и В и при коллекторном токе 2 мА—для остальных. Напряжение на светодиоде 1,1 — 1,3 В при прямом токе 10 мА. Проходная емкость менее 5 пФ.


У оптоэлектронных ключей 2КЭ491 максимальное остаточное напряжение на отдельном фото­транзисторе не превышает 1 мВ. Это позволяет при встречно-па­раллельном включении получать остаточное напряжение менее 0,2 мВ.

Импульсные характеристики оптоэлектронных ключей сущест­венно зависят от температуры. На рис. 2.20,6 показаны темпера­турные зависимости времени задержки нарастания выходного тока (кривая 1), времени нарастания импульса тока (кривая 2), време­ни задержки спада импульса тока (кривая 3) и времени спада импульса тока (кривая 4).

Микросхему 2КЭ491 применяют преимущественно в качестве прерывателя. Кроме того, она может быть использована для моду­ляции аналоговых сигналов, для управления мощными транзисто­рами и т. д. Фототранзисторы микросхемы можно включить по схеме составного транзистора и обеспечить коэффициент усиления тока до 100.

Большие перспективы открывает применение пар «светодиод—фототранзистор» в дифференциальных усилителях. В [1] показа­но, что в таком усилителе коэффициент подавления синфазной помехи достигает 2?0 дБ.

СЕРИИ МИКРОСХЕМ ДЛЯ МАГНИТОФОНОВ И ЭЛЕКТРОФОНОВ

В промышленных образцах и в любительских конструкциях магнитофонов, электрофонов, магнитол и радиол с успехом могут быть применены некоторые из рассмотренных микросхем, а также операционные усилители (см. § 2.8). Однако в первую очередь для этих целей предназначены серии К237 и К513.

Серия К237 состоит из 10 микросхем, пять из которых являют­ся специфическими для магнитофонов и электрофонов.

Рис. 2.11. Микросхемы усилителей НЧ серии К237

Микросхема К237УН1 (рис. 2.И,а) предназначена для исполь­зования в качестве предварительного усилителя НЧ в магнитофо­нах, электрофонах и радиоприемниках.

Усилитель выполнен на транзисторах Т2 — Т5 с непосредствен­ными связями. Он рассчитан на совместную работу с двухтактным бестрансформаторным усилителем мощности. Каскад на транзисто­ре Т: обеспечивает стабилизацию рабочей точки оконечного усили­теля. Кроме того, этот каскад может быть использован как эмит-терный повторитель.

Микросхема работает в диапазоне 60 — 10000 Гц (при неравно­мерности частотной характеристики не более 6 дБ). Входное напря­жение 15 — 30 мВ. При нагрузке 6,5 Ом микросхема с усилителем мощности дает выходное напряжение более 1,8 В и выходную мощность не менее 0,5 Вт при коэффициенте нелинейных искаже­ний не более 0,3 %. Максимальное выходное напряжение не менее 2,2 В, а максимальная выходная мощность не менее 0,75 Вт.

Напряжение питания 5,6 — 10 В, потребляемая мощность не бо­лее 60 мВт.

Микросхема К237УН2 (рис. 2.11,6), как и микросхема К.237УН1, предназначена для создания бестрансформаторных усилителей НЧ магнитофонов, электрофонов, радиоприемников и других устройств. По схеме и принципу действия обе микросхемы аналогичны. Диапа­зон рабочих частот микросхем К237УН2 50 — 15000 Гц (при нерав­номерности частотной характеристики не более 6 дБ).

Вместе с усилителем мощности микросхема обеспечивает при номинальном напряжении на входе 25 — 30 мВ выходное напряже­ние более 3,5 В, а выходную мощность не менее 3 Вт (при сопро­тивлении нагрузки 3,9 Ом).
Коэффициент нелинейных искажений не превышает 1 %. Напряжение питания микросхемы 7,2 — 15 В, по­требляемая мощность не более 135 мВт.

Микросхема К237УНЗ (рис. 2.12) представляет собой усилитель записи и воспроизведения для магнитофонов. Усилитель выполнен на шести транзисторах с непосредственными связями. Благодаря имеющимся выводам 1, 2, 3, 11, 12 возможна коррекция частотной характеристики. Значительный запас по усилению позволяет вводить глубокую отрицательную об­ратную связь с последних каскадов на первые.

 

Рис. 2.12. Микросхема К237УНЗ                            Рис. 2.13. Микросхема К237УН5

Чувствительность усилителя та­кова, что его можно использовать при записи с микрофонов и звуко­снимателей любых типов.

В режиме записи желательно Совместно использовать микросхему К273УНЗ с оконечным усилителем Записи на микросхеме К273КХЗ.

Полоса воспроизводимых частот 30 — 14000 Гц (при неравномерности характеристики 3 дБ). Коэффициент усиления 1900 — 2500 при коэффици­енте нелинейных искажений не бо­лее 0,7 %.

В режиме записи микросхема обеспечивает уровень шумов относи­тельно выходного напряжения не бо­лее — 43 дБ, а в режиме воспроиз­ведения не более — 46 дБ.

Напряжение питания микросхе­мы 5 В+10 %, потребляемая мощ­ность не более 20 мВт.

Микросхема К237УН5 (рис. 2.13) предназначена для использования в усилителях ПЧ тракта ЧМ. Она выполнена на четырех транзисторах и при входном напряжении Л мВ на частоте 10,7 МГц обеспечивает усиление 120 — 210.

Напряжение питания микросхемы 5 — 10 В, потребляемая мощ­ность не более 50 мВт.

Микросхема К237ХК1 (рис. 2.14,а) предназначена для создания усилителя ВЧ (с регулируемым коэффициентом усиления) и преоб­разователей частоты в AM трактах радиоприемников. Усилительная часть микросхемы выполнена на транзисторе Гь Он может рабо­тать как на резонансную, так и на апериодическую нагрузку. Через внешние компоненты ВЧ колебания подают на балансный смеситель.

Гетеродин микросхемы для упрощения коммутации в многодиа­пазонных устройствах выполнен на транзисторах Г4 и Т5 по схеме с отрицательным сопротивлением.


Для стабилизации амплитуды ко­ лебаний использован транзистор Т3. Подключение контура гетеро­дина показано на рис. 2.16,5. Напряжение гетеродина подается на эмиттеры транзисторов Т2 и Т6 через резисторы R3 и Rg. Транзи­стор T4 существенно ослабляет влияние смесителя на контур гете­родина, что способствует повышению стабильности частоты гетеро­дина. Напряжение гетеродина на частоте 15 МГц составляет 300 — 450 мВ.



Рис. 2.14. Универсальные микросхемы серии К237

Смеситель выполнен по балансной схеме на транзисторах Т3 к Т6. При хорошей симметрии первичной обмотки выходного транс­форматора смеситель обеспечивает надежное подавление напряже­ния гетеродина на выходе преобразователя.

Микросхема имеет диапазон рабочих частот 0,15 — 15 МГц. Ко­эффициент усиления в режиме преобразования 150 — 350. На частоте 15 МГц по отношению к нижней границе частотного диапазона коэффициент усиления уменьшается не более чем на 5 дБ. На ча-етоте 150 кГц коэффициент шума не более б дБ.

Напряжение питания 3,6 — 10 В, потребляемая мощность не бо­лее 25 мВт.

Микросхема К237ХК.2 (рис. 2.14,0) предназначена для усиле­ния и детектирования сигналов ПЧ в радиоприемных устройствах, не имеющих УКВ диапазона, а также для усиления напряжения АРУ.

Широкополосный усилитель ПЧ состоит из регулируемого уси­лителя на транзисторе Т1 и апериодического усилителя на транзи­сторах Т4—Т6. Усиленный сигнал поступает на детектор AM сигна­лов, выполненный на составном транзисторе T1 — T8. Низкочастотный сигнал с резистора R19, включенного в эмиттерную цепь, по­дается через внешний фильтр на предварительный усилитель НЧ, а также через резистор R16 на базу транзистора Т3, входящего в усилитель АРУ. Усиленное напряжение АРУ снимают с эмиттера транзистора Т2 (вывод 13). Изменение напряжения на эмиттере транзистора Т2 вызывает изменение напряжения питания транзи­стора Т1, а следовательно, и его усиления. На частоте 45G кГц коэффициент усиления усилителя ПЧ составляет 1200 — 2500.


При входном напряжении 300 мкВ (при частоте модулирующего сигнала 400 Гц и глубине модуляции 80 %) коэффициент нелинейных иска­жений не превышает 3 %. Если входной сигнал изменяется от 0,05 до 3 мВ, изменение выходного напряжения не превышает 6 дБ. На­пряжение на выходе системы АРУ при отсутствии входного сигнала 3 — 4,5 В.

Напряжение питания 3,6 — 10 В, потребляемая мощность не бо­лее 35 мВт.

Микросхема К237ХКЗ (рис. 2.14,в) представляет собой усили­тель с выпрямителем для индикатора уровня записи и оконечный усилитель магнитной записи.



Рис. 2.15. Микросхема К237ГС1



Рис. 2.16. Варианты применения микросхем серии К237:

а — усилитель НЧ; б — предварительный усилитель НЧ; в — усилитель записи и воспроизведения магнитофона; г — генератор то­ка стирания и подмагничивания со стабилизатором напряжения; д — блок ВЧ; е — усилитель ВЧ с детектором и усилителем АРУ

Оконечный апериодический усилитель выполнен на транзисто­рах Т1 — T3 В микросхеме предусмотрена возможность коррекции частотной характеристики с помощью внешних компонентов. Коэф­фициент нелинейных искажений усилителя не превышает 0,6 %. На транзисторе Г4 выполнен выпрямитель индикатора записи по схеме с разделенной нагрузкой. Для сглаживания пульсаций параллельно индикатору подключают электролитический конденсатор большой емкости.

Напряжение питания микросхемы 5 В +10 %, потребляемая мощность не более 22 мВт.

Микросхемы К237ХК5 (рис. 2.14,г) и К237ХК6 (рис. 2.14,5) предназначены для радиоприемника с УКВ диапазоном. Первая из микросхем позволяет создать усилитель ВЧ с коэффициентом усиления 10 — 25 и преобразователь, а вторая — усилитель ЧМ сигналов ПЧ 10,7 МГц и детектор.

Для обеих микросхем напряже­ние питания 5 — 10 В, а потребляе­мая мощность не более 80 мВт.

Микросхема К237ГС1 (рис. 2.15) предназначена для создания генера­тора тока стирания и подмагничи-вания и стабилизатора напряжения питания магнитофона.

Генератор тока стирания и под-магничивания выполняют на тран­зисторах Т1 и Т2 по двухтактной трансформаторной схеме (рис. 2.16.г).


Стабилизатор напряжения построен по компенсационной схеме на тран­зисторах T3 — T1. Благодаря наличию выводов 4 — 6 существует возмож­ность регулирования значения стабилизированного напряжения.



Рис. 2.17. Истоковый повто­ритель серии К513

При использовании магнитных головок типов УГ-9 и СГ-9 ге­нератор настраивают на частоту 55 кГц. Он обеспечивает ток сти­рания не менее 80 мА, а ток подмагничивания 0,7 — 1,5 мА. Микро­схема позволяет получить градацию стабилизированных напряжений от 4 до 6 В. Максимальный ток стабилизации не менее 25 мА. На­пряжение питания 6 — 10 В, потребляемая мощность не более 320 мВт.

На рис. 2.16 приведены примеры использования отдельных ми­кросхем серии К237.

Серия К513 состоит из трех модификаций истокового повтори­теля К513УЕ1 (рис. 2.17).

Он предназначен для работы в аппаратуре магнитной записи в качестве предварительного усилителя при использовании злек-третных конденсаторных микрофонов. Истоковый повторитель поз­воляет согласовать высокое выходное сопротивление электретного микрофона с низким входным сопротивлением усилителя.

Диапазон рабочих частот повторителя (20 — 20000 Гц), т. с. шире, чем у отечественных электретных микрофонов МКЭ-2, МКЭ-3. Неравномерность частотной характеристики не более 3 дБ. Коэффициент нелинейных искажений менее 1%. Приведенное к входу напряжение шума в полосе частот 20 — 20000 Гц не более 12 мкВ. Выходное сопротивление менее 150 Ом. Модификации А, Б и В микросхемы различаются по крутизне характеристики транзи­стора (более 0,1, 0,2 и 0,25 мА/В).

На частоте 1 кГц коэффициент передачи повторителя в режиме холостого хода не менее 0,12.

СЕРИИ МИКРОСХЕМ ДЛЯ ТЕЛЕВИЗИОННОЙ АППАРАТУРЫ

Микросхемы серии К224. Серия К224 одна из наиболее распро­страненных в практике радиолюбителей. За годы выпуска серии со­став ее и параметры микросхем существенно изменились. На мо«

мент написания книги серия состояла из 31 микросхемы. В основ­ном они предназначены для создания телевизионной аппаратуры, но могут найти широкое применение и в радиовещательных прием­никах.

Микросхема К2УС242 (рис. 2.7,а) представляет собой однокас-кадный универсальный усилитель для приемников AM и ЧМ.

Транзистор ti может быть включен по схеме ОЭ, ОБ или ОК. В зависимости от схемы включения меняются функции, выполняе­мые имеющимися в микросхеме пассивными компонентами. В схеме ОЭ резистор Rz используют в качестве нагрузочного, резистор R3 стабилизирует режим транзистора, конденсатор С2 при соединении выводов 6 и 7 уменьшает обратную связь по переменной состав­ляющей, а цепь R4, С3 выполняет роль фильтра в цепи питания, если напряжение питания подают на вывод 9.

Смещение на базу транзистора подают обычно от внешнего ста­билизированного источника (3 В) через вывод 2 и резистор R{. Эта цепь может быть использована для подачи напряжения АРУ (например, от микросхемы К2ЖА243).

При включении по схеме ОЭ сигнал поступает на базу транзи­стора через вывод 1 и конденсатор Сь Нагрузка может быть апе­риодической или резонансной. В первом случае ее сопротивление должно выбираться из условия пребывания рабочей точки в линей­ной активной области характеристик при заданном питающем на­пряжении и из условия обеспечения требуемого коэффициента уси­ления. При резонансной нагрузке первичную обмотку трансформа­тора целесообразно включить между выводами 4 к 8, а напряже­ние питания подать на вывод 9 (см. рис. 2.8,а). Для расширения полосы пропускания параллельно контуру можно подключить рези­стор сопротивлением 5 — 10 кОм.

Микросхему К2УС242 можно использовать в качестве смесите­ля. При этом сигнал подают через вывод 1 на базу транзистора, а напряжение гетеродина — через вывод 6 на эмиттер.
Для выде­ ления ПЧ целесообразно использовать пьезокерамический фильтр, связанный с микросхемой через согласующий трансформатор.

На основе рассматриваемой микросхемы можно создать и гете­родин. Его выполняют по схеме с индуктивной связью с перемен­ным конденсатором в выходном контуре (при необходимости пере­стройки гетеродина).

Примеры использования микросхемы К2УС242 в усилителе и в преобразователе показаны на рис. 2.8,а, б.

Микросхему К2УС242 можно использовать в диапазоне 0,15 — 30 МГц. При этом параметры устройства существенно зависят от схемы включения транзистора и параметров навесных элементов. Для примера можно отметить, что в усилительном режиме при включении транзистора по схеме ОЭ микросхема на частоте 10 МГц имеет входное сопротивление 150 Ом и обеспечивает крутизну пе­редаточной характеристики не менее 25 мА/В. Напряжение питания 3,6 — 9 В, потребляемая мощность не более 15 мВт.

Микросхема К2УС245 (рис. 2.7,6) предназначена для создания бестрансформаторных усилителей НЧ. Она выполнена на пяти тран­зисторах. Каскад на транзисторе ti используется как эмиттерный повторитель. Он обеспечивает входное сопротивление микросхемы больше 15 кОм, что необходимо при согласовании с высокоумным выходом амплитудного детектора.

Остальные каскады пред­ставляют собой апериодические усилители, причем каскад на транзисторе Гз работает как змиттерный повторитель. Рези­сторы в эмиттерных цепях транзисторов обеспечивают обратную связь по переменной и постоянной составляющим. Кроме того, можно подавать напряжение обратной связи с выходного каскада усилителя НЧ на базы транзисторов Т2 (через вывод 5) и ts (через вывод 8). Благодаря этому коэффициент нели­нейных искажений на частоте 1 кГц не превышает 3%. Коэффи­циент усиления на этой частоте больше 140. Диапазон частот от 80 Гц до 20 кГц. Напряжение питания микросхемы 5,4—12 В, по­требляемая мощность не превышает 80 мВт.

На рис. 2.8,0 показан один из возможных вариантов использо­вания микросхемы К2УС245.



Микросхема К2УС247 (рис. 2.7,в) предназначена для создания выходных УПЧИ. Она представляет собой двухкаскадный усили­тель, выполненный по схеме ОЭ — ОБ.

Имеющиеся в микросхеме резисторы задают режимы работы транзисторов по постоянному току. Конденсаторы С1 и С2 раздели­тельные, конденсатор С3 уменьшает обратную связь по переменной составляющей в первом каскаде, а конденсатор С4 обеспечивает включение транзистора Т2 по схеме ОБ.

Используя выводы 2, 4, 5 и 5, можно в широких пределах менять режимы работы транзисторов.

Выходной сигнал снимают с коллектора транзистора 72 (вывод 9) и подают затем на видеодетектор тракта цветности.

Рис. 2.7. Микросхемы серии К224

Частотный диапазон микросхемы К2УС247 составляет 30— 45 МГц. Неравномерность частотной характеристики меньше 3 дБ. На частоте 35 МГц крутизна вольт-амперной характеристики микро­схемы больше 50 мА/В. Напряжение питания 12 В±10 %, потреб­ляемая мощность не более 300 мВт.

Микросхемы К2УС248 и К2УС2416 (рис. 2.7,г) используют в УПЧЗ в цветных и черно-белых телевизорах.

Транзисторы микросхем включены по схеме ОЭ—ОК — ОБ.

Входной сигнал подают на базу транзистора V, через вывод 2 С нагрузки входного каскада (резистор Я4) сигнал поступает на эмиттерныи повторитель, выполненный на транзисторе Т2 и далее через разделительный конденсатор С2 на выходной каскад Нагоуз-кои микросхемы может служить контур частотного детектооа Та­кую нагрузку подключают к выводам 7 и 5 (см рис 2 8 г)

Имеющиеся в микросхеме резисторы в основном предназначены для обеспечения заданных режимов работы транзисторов по по­стоянному току. Конденсаторы d и С3 используют для уменьшения обратной связи по переменному току.

В микросхеме предусмотрена возможность подачи входного сиг­нала непосредственно на эмиттерныи повторитель через вывод 3 Диапазон рабочих частот микросхем 4 — 10 МГц Неравномер­ность частотной характеристики меньше 3 дБ. На частоте б 5 МГц крутизна вольт-амперной характеристики больше 1000 мА/В На­пряжение питания 12 В+10%, потребляемая мощность не более 150 мВт.



Микросхема К2УС213 (рис. 2.7,0) представляет собой каскод­ ный усилитель, выполненный на транзисторах Т2 и Т1 по схеме ОЭ — ОБ.

Резисторы r1 — R4 образуют базовый делитель, резистор R1 с конденсатором d используют как развязывающий фильтр в цепи питания; конденсатор С2 заземляет базу транзистора Т1 по высо­кой частоте; резистор R5 предназначен для стабилизации режима; конденсатор С4 уменьшает обратную связь по переменной состав­ляющей.



Рис. 2.8. Варианты применения микросхем серии К224:

а — усилитель ПЧ с резонансной нагрузкой; б — смеситель; в — предвари­тельный бестрансформаторный усилитель НЧ; г — усилитель ПЧ канала зву­кового сопровождения; д — каскодный усилитель; е — преобразователь спор­тивного приемника для «охоты на лис»; ж — детектор AM сигналов и де­тектор АРУ; з — усилитель-ограничитель блока цветности; и — стабилизатор базовых цепей

Входной сигнал подают на базу транзистора Т2 через вывод 1 и разделительный конденсатор С3 или через внешний разделитель­ный конденсатор и вывод 2. Нагрузку включают между вывода­ми 5 и Р.

Пример использования микросхемы К2УС2413 показан на рис. 2.8,5. Каскодный усилитель имеет частотный диапазон 30 — 45 МГц. На частоте 35 МГц при сопротивлении нагрузки 100 Ом крутизна характеристики прямой передачи превышает 25 мА/В. На­пряжение питания 12 В±10%, потребляемая мощность не бопее 100 мВт.

Микросхема К224УН2 предназначена для работы в качестве уси­лителя НЧ (0,3 — 3,4 кГц) со спадающей частотной характери­стикой.

При напряжении входного сигнала 100 мВ коэффициент усиле­ния микросхемы на частоте 1 кГц превышает 5. Напряжение пита­ния 9 В±20 %, потребляемая мощность не более 250 мВт.

Микросхемы К224УН16 и К224УН17 используют в качестве усилителей НЧ, обеспечивающих в диапазоне 20 Гц — 20 кГц выкодную мощность соответственно не менее 4 и 20 Вт, Входное со­противление усилителя на микросхеме К224УН17 превышает 10 кОм, а на микросхеме К224УН16 — 300 кОм. Коэффициент не­линейных искажений не более 2,5 (К224УН16) или 1,5 % (К224УШ7).



Для питания микросхемы К224УН16 необходимо напряжение — 30 В±10%. Микросхема К224УН17 питается от двух источников с напряжениями — 24 В±10 % и 24 В+10 %.

Микросхемы К.224УН18 и К.224УН19 предназначены для исполь­зования в качестве усилителей кадровой развертки. Обе микросхе­мы работают при частоте входного сигнала 50 Гц, имеют одинако­вое входное сопротивление не менее 5 кОм и обеспечивают дли­тельность обратного хода не более 1 мс.

Микросхема К224УН18 питается от источника с напряжением 12 В;ЫО % и обеспечивает ток отклонения не менее 0,4 А при на­пряжении вольтодобавки 30 В. Амплитуда гасящих импульсов не менее 25 В. Для питания более мощной микросхемы К224УН19 необходимы напряжения 24 В±10 % и 40 В±10%. Это позволяет обеспечить ток отклонения более 1,1 А при напряжении вольтодо­бавки 40 В. Амплитуда гасящих импульсов не менее 100 В.

В обеих микросхемах предусмотрены возможности для регули­ровки режима.

Микросхема К.224УП1 находит применение в усилителях сигна­лов цветности. Отсутствие связи между первым и вторым каскада­ми делает микросхему универсальной и расширяет возможности ее использования. Микросхема устойчиво работает в диапазоне 2 — 10 МГц. Размах напряжения на входе 2,5 В. Напряжение питания 12 В±10%.

Микросхема К224УП2 предназначена для работы в качестве усилителя-ограничителя сигналов цветности. Выходное напряжение 12 — 20 В. Напряжение питания 12 В±10 % при токе потребления не более 10 мА.

Микросхему К224УПЗ используют как видеоусилитель с диапа­зоном рабочих частот 50 Гц — 7 МГц. При сопротивлении нагрузки 100 кОм выходное напряжение усилителя превышает 120 В. Коэф­фициент усиления по напряжению во всем диапазоне частот не менее 30.

Для питания микросхемы требуются два источника с напряже­ниями 200 В±10 % и 12 В±10 %.

В микросхеме предусмотрена возможность регулировки режима.

Микросхема К.2ЖА242 (рис. 2.7,е) предназначена для создания смесителя и гетеродина в трактах AM сигналов.

Смеситель выполняют на транзисторе 7Y Напряжение сигнала подают на базу транзистора совместно с напряжением гетеродина.


Это делают для увеличения коэффициента преобразования смеси­теля и повышения чувствительности приемника. Резистор R, исполь­зуют в цепи базового смещения, резистор R3 стабилизирует режим транзистора T1. По ВЧ резистор Rз можно зашунтировать конден­сатором Сз, соединив выводы 3 и 5. Напряжение ПЧ снимают с контура, который следует подключить к выводу 4,

Гетеродин выполняют на транзисторе Тз. Смещение на базу транзистора подают с делителя R5, R6. Для заземления базы по ВЧ предназначен конденсатор С4. Для стабилизации режима рабо­ты преобразователя в цепях питания может быть использована микросхема К2ПП241. Смещение на базу транзистора Т2 целесо­образно подавать со стабилитрона, подключаемого к выводу 8.

Один из возможных примеров использования микросхемы К2ЖА242 показан на рис. 2.8,е.

Диапазон рабочих частот смесителя 0,15 — 30, а гетеродина 0,5 — 30 МГц. На частоте 10 МГц крутизна вольт-амперной харак­теристики смесителя более 18, а гетеродина более 14 мА/В. Напря­жение питания 3,6 — 9 В для смесителя и 3 — 3,6 В для гетеродина, потребляемая микросхемой мощность не превышает 40 мВт.

Микросхема К2ЖА243 (рис. 2.7,ж) предназначена для детек­тирования AM сигналов ПЧ и усиления напряжения АРУ.

Сигнал на базу входного транзистора ti может быть подан через внешний трансформатор ПЧ, вторичную обмотку которого включают между выводами 1 и 3 (см. рис. 2.8,ж). Смещение на базу транзистора подают в этом случае с делителя R1, R2.

Эмиттерный переход транзистора вместе с нагрузкой, состоя­щей из резисторов R3, R4 и конденсаторов Сь С2, используют для детектирования сигнала. Раздельная нагрузка способствует увели­чению входного сопротивления детектора, улучшению фильтрации несущей частоты и снижению искажений детектируемого сигнала. Низкочастотная составляющая с выхода детектора (вывод 9} может быть подана через разделительный конденсатор на вход усилителя НЧ.

Коллекторный переход транзистора Т1 используют в детекторе АРУ. Фильтр этого детектора выполняют из навесных элементов с использованием резистора R5 и включают между выводами 4 и 8. Напряжение АРУ подают на базу транзистора Т2. Каскад на этом транзисторе используют для усиления сигнала АРУ.


Нагруз­ кой каскада служит резистор R6. С него напряжение АРУ посту­пает на регулируемые каскады. Влияние ВЧ составляющей детек­тируемого сигнала можно ослабить, подключив конденсатор емко­стью 10 мкФ между выводом 8 и корпусом.

Пример практического использования микросхемы К2ЖА243 показан на рис. 2.8,ж.

Коэффициент передачи детектора 0,3. Коэффициент нелинейных искажений менее 3,5%. На частоте 465 кГц входное сопротивление превышает 500 Ом. При входном сигнале 1 В напряжение АРУ меньше 1 В, а при отсутствии входного сигнала напряжение АРУ превышает 1,8 В. Напряжение питания 3 В+5 %, потребляемая мощность не более 10 мВт.

Микросхему К2ЖА244 (рис. 2.7,з) используют в качестве уси­лителя-ограничителя блока цветности при работе с частотным де­тектором.

Усилительные каскады выполнены на транзисторах ti и Т3. Первый из них используют в схеме эмиттерного повторителя. Тран­зистор Т3 с помощью конденсатора С3 включен по схеме ОБ. Ба­зовое смещение на транзисторы Т1 и Т3 подается с одинаковых делителей Ri, R2 и Rs, Re, подключенных к выводу 9. Изменением подаваемого на этот вывод напряжения можно регулировать уси­ление обоих каскадов.

Входной сигнал подают на базу транзистора ti через раздели­тельный конденсатор С1. С нагрузки эмиттерного повторителя сиг­нал может быть подан на эмиттер транзистора 73 через резистор r! или непосредственно, если соединены выводы 6 и 7. Нагрузку подключают к ВЫВОДУ 8.

Транзистор Т2, на базу которого через вывод 4 подают управ­ляющее напряженке, используют для изменения режима транзисто­ра Т1 и регулировки порога ограничения.

Микросхема предназначена для работы на частотах 3 — 6 МГц с неравномерностью частотной характеристики менее 3 дБ. Номи­нальная крутизна вольт-амперной характеристики на частоте 4,5 МГц не менее 2 мА/В. Напряжение питания 12 В+10 %, по­требляемая мощность не более 180 мВт. Пример усилителя-огра­ничителя на микросхеме К2Ж244 показан на рис. 2.8,з.

Микросхему К224ХП1 применяют в устройстве опознавания цвета.


В нормальном режиме работы налряжение на выходе микро­схемы не менее 9,5 В. Напряжение питания 12 В+10 %. Ток по­требления не превышает 6 мА.

Микросхема К2ПП241 (рис. 2.7,«) представляет собой стабили­затор напряжения питания базовых цепей транзисторов.

Для нормального функционирования к микросхеме подключают опорные стабилизирующие элементы (рис. 2.8,и). Транзистор Т1 используют как регулирующий элемент, а на транзисторе Т2 выпол­нен усилитель обратной связи. Если на выходе микросхемы (вы­воды 7 и 9) увеличилось напряжение, смещение на базе транзисто­ра меняется так, что возрастает ток коллектора. Это приводит к увеличению падения напряжения на резисторе R1 и уменьшению тока базы транзистора 7V В результате увеличивается разность потенциалов между коллектором и эмиттером транзистора Т1, что способствует компенсации приращения выходного напряжения, так как весь ток нагрузки проходит через этот транзистор.

Напряжение стабилизации определяется внешними опорными элементами и обычно составляет 3,3 — 3,9 В при входном напряже­нии 5,4 — 12 В. Коэффициент стабилизации равен 5. Потребляемая мощность не более 20 мВт.

Микросхема К224ГГ1 представляет собой универсальный муль­тивибратор. Ранее микросхема маркировалась как К2ГД241. Муль­тивибратор работает при длительности импульсов ПО — 135 мкс с периодом повторения ,220 — 270 мкс. Напряжение на выходе не менее 7 В.

Напряжение питания 9 В+20%, потребляемая мощность не более 100 мВт.

Микросхему К224ГГ2 используют как генератор прямоугольных импульсов, обеспечивающий на выходе 7 напряжение не более 0,5 В. Напряжение источника питания от 9 до 15 В. Ток потреб­ления не более 70 мА.

Микросхемы, К.224АГ1 и К.224АГ2 представляют собой ждущие мультивибраторы соответственно с переменным (1500 — 2000 мкс) и постоянным (2000 мкс) временем установления выходного напря­жения (соответственно не менее 11,5 и 11 В).

Напряжение питания 12 В, ток потребления не более 8 мА.

Микросхему К224АГЗ используют в качестве формирователя импульсов с напряжением не мнеее 11,6 В.


С промежуточных вы­ водов микросхемы можно снять импульсы с меньшим напряжением (4 В, 6 В и др.).

Напряжение питания от 9 до 15 В, ток потребления не более 50 мА.

Микросхема К224НТ1 представляет собой транзисторную сбор­ку, содержащую три транзистора К.Т359. Микросхему выпускают в трех модификациях. Классификацию проводят по коэффициенту передачи тока базы транзисторов (30 — 90, 50 — 150, 70 — 280) Мо­дуль коэффициента передачи тока на частоте 100 МГц не менее 3 Коэффициент шума не более 6 дБ. Обратный ток коллектора ме­нее 0,5 мкА. Напряжение питания 9 В+20 %.

Кроме перечисленных микросхем в составе серии К224 выпус­кают микросхему К224САЗ для сравнения амплитуд, микросхемы триггеров К224ТК1 (ждущий с пороговым устройством) и К224ТП1 (коммутирующих сигналов), микросхему К224ПН1 для преобразования напряжения и два набора резистопов (К224НР1 и К224НР2).

Радиолюбители могут встретить и другие микросхемы серии К224, выпускающиеся ранее. Это микросхемы К2УС243 К2УС244 К2УП241, К2ДС242, К2УС246, К2УС2413 и др. Они подробно опи­саны в первом издании настоящей книги, в журнале «Радио» и дру­гих изданиях.

Микросхемы серии К245. Комплект микросхем серии К245 пол­ностью охватывает маломощную часть приемника изображения и звука черно-белого и цветного телевизоров. Серия состоит из 11 гибридных интегральных микросхем, относящихся к четырем функ­циональным подгруппам.

Микросхему К2ГФ451 используют в задающем генераторе строчной развертки. Длительность импульсов 20 — 24 мкс при часто­те следования 9 — 19 кГц.

Напряжение питания 6 В+20 %.

Микросхема К2ГФ452 предназначена для задающего генерато­ра кадровой развертки с диапазоном регулирования частоты сле­дования импульсов 30 — 55 Гц.

Напряжение питания 12 В+10 %.

Микросхема К2ПН451 является ключевой схемой АРУ. Она функционирует при подаче на вход прямоугольных стробирующих импульсов положительной полярности с частотой 15,6 кГц и ампли­тудой 3 — 12 В. При этом на СКМ подается регулировочное напря­жение от 9-10 до 2-3 В, а на УПЧИ от 5,7-6,5 до 2-3 В Напряжение питания 12 В+10%.





Рис. 2.9. Микросхема усилителя мощности К1УС744

Микросхема К2ПН452 предназначена для системы АРУ и ра­ботает при том же напряжении питания.

Микросхемы К2СА451 и К2СА452 предназначены соответствен­но для использования в качестве селектора строчных синхроимпуль­сов с АПЧ и Ф и в качестве селектора кадровых синхроимпульсов с предварительным усилителем кадровой развертки. Напряжение питания 12 В+10 %.

Микросхему К2УП451 используют как входной УПЧИ с регу­лируемым коэффициентом усиления. При нагрузке 1 кОм на часто­те 35 МГц коэффициент усиления не менее 40 дБ. При изменении напряжения АРУ от 2 до 6 В глубина регулировки усиления не менее 46 дБ. Неравномерность АЧХ в диапазоне 30 — 40 МГц не более 3 дБ.

Напряжение питания 12 В+10%.

Микросхема К.2УП452 является оконечным усилителем сигнала ПЧ изображения с видеодетектором и детектором разностной ча­стоты.

На частоте 35 МГц коэффициент передачи не менее 40 дБ Напряжение видеосигнала на выходе 2,5 — 4 В при коэффициенте нелинейных искажений менее 5%. Напряжение питания 12 В+10%

Микросхема К2УП453 включает в себя усилитель-ограничитель разностной частоты, частотный детектор и предварительный усили­тель НЧ.

Усилитель разностной частоты обеспечивает коэффициент усиле­ния не менее 60 дБ. Коэффициент усиления предварительного уси­лителя НЧ не менее 50 дБ. Он развивает на нагрузке максималь­ное напряжение не менее 4,2 В при коэффициенте нелинейных иска­жений не более 2 %. В микросхеме предусмотрена возможность регулировки тембра.

Для питания микросхемы необходимы напряжения 12 BitlO % и 24 В±10%.

Микросхема К2УП454 представляет собой УПЧИ с элементом автоматического регулирования усиления в пределах 46 дБ.

Напряжение питания 12 В±10 %.

Микросхема К.2УП455 объединяет УПЧИ и предварительный видеоусилитель.

Напряжение питания микросхемы 12 В+10 %.

Микросхемы серии К174 для телевизионной и радиовещатель­ной аппаратуры. Серия состоит из 15 полупроводниковых микро­схем.



Наиболее известны среди радиолюбителей микросхемы усилите­лей мощности К1УС744 (рис. 2.9), К174УН5, К174УН7, К174УН8 и К174УН9. Они выпускаются для различных напряжений питания (от 9 до 18 В) и обеспечивают выходную мощность от 1 до 5 Вт. В микросхеме К174УН9 предусмотрена защита выхода усилителя от перегрузок и коротких замыканий.

В серии имеется микросхема К174УНЗ предварительного уси­лителя НЧ с коэффициентом усиления напряжения не менее 1400.

Кроме перечисленных в серию входят микросхемы К174УР1 — УПЧЗ, К174УП2 — УПЧИ, К174УРЗ — усилитель-ограничитель с ча­стотным детектором и предварительный усилитель НЧ, К174УП1 — усилитель мощности усилитель яркостного сигнала и устройство для электронной регу­лировки выходного сигнала и уровня черного, К174АФ1—селектор и генератор строчной развертки, К174АФ4 — устройство для полу­чения R — G — В цветовых сигналов и регулировки насыщенности К174ХА1 — устройство для выделения цветоразностного красного (синего) видеосигнала, К174ХА2 — AM тракт радиоприемника К174ГЛ1 — устройство кадровой развертки.



Рис. 2.10. Варианты применения микросхем серии К174: а — предварительный усилитель НЧ; б — усилитель мощности

 

На рис. 2.10 показаны варианты применения отдельных микро­схем серии К174.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Ефимов И. Е., Козырь И. Я. Основы микроэлектроники — М-Связь, 1975. — 272 с.

2. Справочник по интегральным микросхемам/ Под ред. Б В Та-рабрина. 2-е изд. перераб. и доп. — М,: Энергия, 1980. — 816 с

3. Банк М. У. Аналоговые интегральные схемы в радиоаппарату­ре. — М.: Радио и связь, 1981. — 136 с.

4. Полевые транзисторы и интегральные микросхемы. Технический каталог. — М.: ЦНИИ «Электроника», 1975. — 112 с.

5. Батушев В. А. Электронные приборы. 2-е изд. перераб и доп — М.: Высшая школа, 1980. — 383 с.

G Бедрековский М. А., Волга В. В., Кручинкин Н. С. Микропро­цессоры. — М.: Радио и связь, 1981. — 94 с.

7. Бедрековский М. А., Кручинкин Н. С., Подолян В. А. Микро­процессоры. — М.: Радио и связь, 1981. — 72 с.

8. Микропроцессорные БИС и микро-ЭВМ/ Под ред. А. А. Васен-кова. — М.: Сов. радио, 1980. — 280 с.

9. Микро-ЭВМ «Электроника С-5» и их применение/ Под ред. В. М. Пролейко. — М.: Сов. радио, 1980. — 160 с.

10. Микросхемы и их применение. — М.: Энергия, 1978. — 248 с.

11. Огнев И. В., Шамаев Ю. М. Проектирование запоминающих устройств. — М.: Высшая школа, 1979. — 320 с.

12. Прангишвили И. В. Микропроцессоры и микро-ЭВМ. — М.: Энергия, 1979. — 232 с.

13. Степаненко И. П. Основы микроэлектроники. — М.: Сов. радио, 1980. — 424 с.

14. Проектирование мнкроэлектронных цифровых устройств/ Под ред. С. А. Майорова. — М.: Сов. радио, 1977. — 272 с.

15. Кузнецов В. и др. Развитие микро-ЭВМ семейства «Электрони­ка С-5» и систем на их основе. — Электронная промышленность, 1979, № И, 12, с. 9 — 12.

16. Васенков А. А. Развитие микропроцессоров и микро-ЭВМ семей­ства «Электроника НЦ» на основе комплексно-целевых про­грамм. — Электронная промышленность, 1979, № 11,12, с. 13 — 17.

17. Аналоговые и цифровые интегральные схемы/ Под ред. С. В. Якубовского. — М.: Сов. радио, 1979. — 336 с.

18. Сухов К., Чистов В., Пожаренкова Т. Блок цветности на микро­схемах. — Радио, 1974, № 12, с. 15 — 17.

19. Сухов К., Олдин А., Белова В. Тракт звукового сопровождения на микросхемах серии К224.
— Радио, 1973, № 11, с. 47, 48.

20. Олдин А., Сухов К., Белова В. Тракт изображения цветного те­ левизора на микросхемах серии К224. — Радио, 1974, № l.

21. Зародов М., Сухов К., Чистов В. Блок цветности. — Радио, 1971, № И, с. 31 — 35.

22. Сухов К., Чистов В. Блок формирования цветовых сигналов. — Радио, 1975, № 2, с. 17 — 18.

23. Сухов К., Мартынов Ю. ФСС для телевизора. — Радио, 1971, № 3, с. 24.

24. Баранов В., Филипенко В. Использование микросхем К2ЖА243 и К2УС242. — Радио, 1972, № 9, с. 18 — 20.

25. Бать С., Дубовис В., Зубова Г., Нечаев Л. Интегральные ми­кросхемы серий К122 и К118. — Радио, 1975, № 7, с. 55 — 57.

26. Самойликов К. «Микрон-2с». Переносной телевизор на гибрид­ных микросхемах серии К224. — Радио, 1973, № 7, с. 31 — 35.

27. Белый Ю. А. Электронные микрокалькуляторы и техника вычис­лений. — М.: Знание, 1981. — с. 64. (Новое в жизни, науке, тех­нике. Сер. Математика, кибернетика, № 2.)

28. Згурский В. С., Лисицин Б. Л. Элементы индикации (справоч­ник). — М.: Энергия, 1980. — 304 с.

29. Гитис Э. И. Преобразователи информации для электронных циф­ровых вычислительных устройств. Изд. 3-е. — М.: Энергия, 1975. — 448 с.

30. Балакай В. Т. и др. Интегральные схемы АЦП и ЦАП. — М.: Энергия, 1978. — 256 с.

31. Строганов Е. Узлы для электронных часов. — Радио, 1979, № 9. с. 56 — 57.

32. Самойлов Ю. Управление семивегментным индикатором. — Ра­дио, 1980, № 1C, с. 29,

83 Шило В Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной

аппаратуре. Изд. 2-е. — М.: Сов. радио, 1979. — 368 с. 34. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники, элементы морфоло-гни микроэлектронной аппаратуры. — М.: Сов. радио, 1977.

35. Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. — М.: Энергия, 1980. — 248 с.

36. Гольденберг Л. М. Импульсные и цифровые устройства. — М.: Связь, 1973. — 495 с.

37. Букреев И. Н., Мансуров Б. М., Горячев В. И. Микроэлектрон-ные схемы цифровых устройств. — М..: Сов. радио, 1975.

38. ГОСТ 2.743 — 72.


ЕСКД. Обозначения условные графические в схе­мах. Двоичные логические элементы.

39. ОСТ 4.Г0.010.009. Аппаратура радиоэлектронная. Блоки и ячей-ки на микросборках и микросхемах. Конструирование.

40. Файзулаев Б. Н. и др. Конструктивно-техническая база ЕС ЭВМ. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ЭВТ, 1973, № 5.

41. Лившиц И. И., Несговоров Б. А., Овсищер П. И. Анализ и вы­бор показателей эффективности аппаратуры на микросхемах. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТПО, 1973, вып. 1, с. 75 — 79.

42. Федулова А. А., Котов Е. П., Явич Э. Р. Многослойные печат-ные платы. — М.: Сов. радио, 1977. — 247 с.

43. Пестряков В. Б. Конструирование радиоэлектронной аппаратуры (Основные проблемы и современное состояние). — М.: Соз. ра­дио, 1969, вып. 4. — 208 с.

44 Анисимов Б. В., Савельев А. Я. Основы конструирования и про­изводства ЭВМ. — М.: Высшая школа, 1972. — 278 с.

45. Гель П. П., Иванов-Есипович Н. К. Конструирование радиоэлек­тронной аппаратуры — Л.: Энергия, 1972. — 231 с.

46 Конструирование микроэлектронной аппаратуры/ Под общ. ред. Б. Ф. Высоцкого. — М.: Сов. радио, 1975. — 121 с.

47. Цифровые устройства на микросхемах/ Под общ. ред. В. Л. Волчека, Е. Г. Ойхмана. — М.: Энергия, 1975. — 192 с.

48. ОСТ 4.Г0.054.087. Узлы и блоки радиоэлектронной аппаратуры. Подготовка навесных элементов к монтажу. Типовые технологи­ческие процессы.

49. ОСТ 4.Г0.054.088. Узлы и блоки радиоэлектронной аппаратуры. Установка навесных элементов в узлах. Типовые технологиче­ские процессы.

50. ОСТ. 4.ГО.054.089. Узлы и блоки радиоэлектронной аппаратуры. Пайка монтажных соединений. Типовые технологические про­цессы.

51 Полупроводниковые запоминающие устройства и их применение/ Под ред. А. Ю. Гордонова. — М.: Радио и связь, 1981. — 344 с.

52 Мейзда Ф- Интегральные схемы. Технология и применение:/ Пер. с англ./ Под ред. М. В. Гальперина. — М.: Мир, 1981. — 280 с.

53. Балашов Е. П., Пузанков Д. В. Микропроцессоры и микропро-щ спорные системы/ Под ред. В. Б.


Смолова. — М.: Радио и связь, 1981. — 328 с.

54. Аваев Н. А., Дулин В. Н., Наумов Ю. Е. Большие интегральные схемы с инжекцконным питанием. — М.: Сов. радио, 1977.

55. Микропроцессорные комплекты интегральных схем: Состав и структура. Справочник/ Под ред. А. А. Васенкоза, В, А, Шахнова. — М.: Радио и связь, 1982. — 192 с.

ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие ко второму изданию........

Глава первая. Общие сведения об интегральных микро­схемах

Глава вторая. Аналоговые микросхемы и типовые функ­циональные узлы

Глава третья. Применение аналоговых микросхем

Глава четвертая. Цифровые микросхемы и типовые функциональные узлы

Глава пятая. Микропроцессоры и микросхемы памяти

Глава шестая. Цифроаналоговые и аналого-цифровые преобразователи на микросхемах

Глава седьмая. Применение цифровых микросхем в элек­тронной аппаратуре

Глава восьмая. Разработка радиоэлектронных устройств на микросхемах

Список литературы

ББК 32.844

6Ф2.1

УДК 621.3.049.77

Редакционная коллегия:

Белкин Б. Г., Бондаренко В. М., Борисов В. Г., Геништа Е. Н., Гороховский А. В., Ельяшкевич С. А., Жеребцов И. П., Ко­рольков В. Г., Смирнов А. Д., Тарасов Ф. И., Хотунцев К). Л., Чистяков Н. И.

Авторы

В.А. БАТУШЕВ, В.Н.ВЕНИАМИНОВ, В. Г. КОВАЛЕВ, О. Н. ЛЕБЕДЕВ, А. И. МИРОШНИЧЕНКО.

Микросхемы и их применение: Справ. пособие/ М59 |В. А. Батушев|, В. Н. Вениаминов, В. Г. Ковалев, О. Н. Лебедев, А. И. Мирошниченко. — 2-е изд.,пере-раб. и доп. — М.: Радио и связь, 1983. — 272 с., ил.-» (Массовая радиобиблиотека; Вып. 1070)

1 р. 70 к.

Приведены общие сведения об интегральных микросхемах, их классификация и основные справочные данные, рассмотрены прин­ципы построения на их основе различных радиоэлектронных уст­ройств, показаны возможности применения микросхем в радиолюби­тельской практике. Первое издание вышло в 1978 г. В настоящем издании обновлен материал всех глав, а также введены новые гла­вы с описанием микропроцессорных комплектов больших интеграль­ных схем, микроэлектронных запоминающих устройств и микросхем для аналого-цифрового и цифроаналогового преобразования сигналов.



Для подготовленных радиолюбителей.

 24030000010-001                                                           ББК 32.844

М---------------141-83

 046(01)-83                                                                6ФО.З

РЕЦЕНЗЕНТ КАНД. ТЕХН. НАУК М. А. БЕДРЕКОВСКИЙ

 

Редакция литературы по электронной технике

Владимир Александрович Батушев,

Виктор Николаевич Вениами­нов,

Венедикт Григорьевич Ковалев,

Олег Николаевич Лебедев,

Андрей Иванович Мирошниченко

МИКРОСХЕМЫ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ

Редактор В. С. Темкин

Редактор издательства Т. В, Жукова

Художественный редактор Н. С. Шеин

Технический редактор Т. Н. Зыкина

Корректор И. Г. Зыкова

ИБ №861

Сдано в набор 29.06.83 Подписано в печать 23.09.83 Т-18о8)

Формат 84X108 1/32 Бумага типографская № 2 Гарнитура литературная

Печать высокая Усл. печ. л. 14,28 Усл. кр.-отт. 14,28 Уч.-изд. 18,7

Тираж 200 000 экз. (2 завод: 50001 — 100000 экз.) Изд. л» 19475 Зак. N 3197

Цена 1 р. 70 к.

Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693

Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени Первая Образцовая типография имени А. А. Жданова Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли, Москва, М-54, Валовая, 28.

OCR Pirat

СРАВНЕНИЕ СЕРИЙ ЦИФРОВЫХ МИКРОСХЕМ

При проектировании цифровых устройств одной из важных за­дач является выбор серий микросхем, наиболее полно отвечающих предъявленным требованиям к их быстродействию, энергопотребле­нию, помехоустойчивости, нагрузочной способности. Помимо этих показателей в расчет также принимают функциональный состав се­рий, конструктивное оформление, устойчивость микросхем к внеш­ним воздействиям и их надежность.

Один из способов выбора серий заключается в сравнении их по наиболее важным функциональным параметрам.

Микросхемы ЭСЛ — наиболее быстродействующие: некоторые из них способны обеспечить работу цифровых устройств с частотой переключения более 100 МГц. Однако такие микросхемы потребля­ют от источника питания значительную мощность и характеризуют­ся низкой помехоустойчивостью. Указанные особенности микросхем ЭСЛ необходимо учитывать при их применении. Например, малая длительность фронтов формируемых сигналов обусловливает необ­ходимость использования для их неискаженной передачи согласо­ванных соединительных линий, например, микрополосковой или ко­аксиальной. Низкая помехоустойчивость микросхем заставляет при­нимать специальные меры по их защите от воздействия наводок. Не случайно в состав некоторых серий введены приемники сигналов с линии, обладающие повышенной помехоустойчивостью. Параметры базовых элементов и виды микросхем некоторых серий ЭСЛ пред­ставлены в табл. 4.13 [2, 17].

Микросхемы ЭСЛ несовместимы по питанию и уровням сигна­лов с микросхемами других типов. Однако возможность согласова­ния имеется. Для этого можно использовать микросхемы преобра­зователей уровней серий 100, К500, К187, которые согласовывают уровни микросхем ЭСЛ к ТТЛ.

Основная область применения ЭСЛ микросхем — цифровые устройства, работающие с частотой выше 50 МГц, которые не мо­гут быть построены на основе микросхем других типов. В дальней­шем по мере повышения быстродействия ТТЛ микросхем область применения ЭСЛ микросхем будет смещаться в сторону устройств сверхвысокого быстродействия.

Таблица 4.13

Параметр а вид микросхем	100	К137	К138	К187	223	229	234
К 500
	— 5,2
Uн.п, В	— 2,0	—5	—5	—5	— 4	—5	— 5
U0BЫХ. В	— 1,65	— 1,45	— 1,58	— 1 ,45	— 1,45	— 1 ,47	— 1,47
U1вых. В	— 0,98	— 0,95	— 0,98	— 0,45	— 0,85	— 0,9	— 0,9
Uп, в	0,125	0,03	—	—	0,15	0,16	0,16
tзд, р. ср, нс	2,9	6	3,5	10	8	6	110 МГц
Рпот, ср. мКт	45	75	55 1)	45 1)	73	1300 2)	1500 2)
Kраз	15	15	100	15	4	25	—
ИЛИ	+		+		+
ИЛИ — И	+		+
ИЛИ/ИЛИ — НЕ	+	+	+	+	+
Исключающее ИЛИ/ИЛИ — НЕ	+		+
RS-триггер		+	+		+
D-триггер	+	+	+	+
7-триггер					+	+
Дешифратор	+				+	+
Полусумматор		+			+	+
Сумматор	+
Устройство ускоренного переноса	+
АЛУ	+
Устройство контроля четности	+
Регистр	+
Счетчик	+				+	+	+
Преобразователь уровня	+			+
Передающий элемент	+
Приемный элемент	+

1) Без нагрузки в выходном каскаде.

2) На микросхему.

Микросхемы ТТЛ и ТТЛШ характеризуются временными пара­метрами, лежащими в широком диапазоне значений. Это позволяет применять микросхемы ТТЛ в устройствах различного быстродействия высокого, среднего и низкого. Параметры базовых элементов и виды микросхем ТТЛ и ТТЛШ серий представлены в табл. 4.14. Микросхемы ТТЛ и ТТЛШ характеризуются сравнительно вы­сокой помехоустойчивостью, что делает устройства на их основе более устойчивыми к сбоям от воздействия помех. Принимая во внимание свойства и возможности существующих ТТЛ микросхем, целесообразно рекомендовать их для широкого применения в уст­ройствах работающих с частотой переключения до 20 (ТТЛ) и 50 МГц (ТТЛШ).



Микросхемы ДТЛ характеризуются средним и низким быстро­действием (табл. 4.15). По помехоустойчивости они практически не отличаются от ТТЛ микросхем; как правило, совместимы с ТТЛ микросхемами по уровням сигналов. Применяются ДТЛ микросхемы в цифровых устройствах невысокого (сотни килогерц — единицы ме­гагерц) быстродействия.

Таблица 4.14

Параметр и вид микросхемы	ТТЛШ	ТТЛ
	530	К555	130	133 1	136	106	134	199	230	243
	К531		LKI31	К155	К 158
UИ.П, В	5	5	5	5	5	5	5	5	5	3
U0вых, В	0,5	0,5	0,4	0,4	0,4	0,4	0,3	0,4	0,35	0,25
U'вых. В	2,7	2,7	2,4	2,4	2,4	2,1	2,3	2,4	2,3	2,3
Uп'	0,5	0,5	0,4	0,4	0,4	0,4	0,5	0,4	0,4	0,25
tзд, р, ср, нС	4,75	20	11	22	60	50	100	15	10 МГц	10
Рпот. ср. мВт	19	7,5	44	27	5	18	2	66	1,2 — 1,71) Вт	31
Краз	10	10	10	10	10	10	10	10	—	10
И	+	+		+
И — НЕ	+	+	+	+	+	+	+			+
ИЛИ — НЕ	+	+		+			+
НЕ	+	+	+	+	+		+			+
И — ИЛИ — НЕ	+	+	+	+	+	+	+	+
Расширитель			+	+		+		+		+
Дешифратор		+		+			+		+
Мультиплексор	+			+			+
Сумматор				+		+	+
АЛУ				+			+
Компаратор							+
Устройство контроля				+			+
четности
RS-триггер					+					+
D-триггер	+		+	+	+		+
JK-триггер	+		+	+	+	+	+
Регистр				+			+		+
Счетчик				+			+		+
Формирователь импуль-				+			+
сов

*) На микросхему



 

Микросхемы РТЛ (табл. 4.16) характеризуются низким быстро­действием, малой потребляемой мощностью и низкой помехоустой­чивостью. По уровням сигналов и напряжению питания микросхемы РТЛ несовместимы с микросхемами других типов. Предназначены для применения в цифровых устройствах низкого быстродействия (сотни килогерц) с жестко ограниченным энергопотреблением.

Микросхемы НСТЛ на МДП-транзисторах с р-каналом харак­теризуются низким быстродействием, большим энергопотреблением и повышенной помехоустойчивостью (табл. 4.17). Существенные осо­бенности микросхем НСТЛ большинства серий: необходимость в от­носительно высоковольтных (до 27 В) источниках питания, высокие уровни сигналов, несовместимость с микросхемами всех рассмотрен­ных выше типов.

Микросхемы на взаимно-дополняющих по проводимости канала МДП-транзисторах (КМДП) существенно отличаются по свойствам от микросхем на р-МДП-транзисторах. Они имеют положительное напряжение питания, потребляют на несколько порядков меньшую мощность, характеризуются при этом значительно большим быстро­действием и более высокой помехоустойчивостью.

Функциональный состав серий 164, К564, содержащих микро­схемы различных видов и разного уровня интеграции, позволяет применять эти серии для построения любых цифровых узлов с так­товой частотой до 1 МГц для серии 164 и до 5 МГц для серии К564 [17].

Таблица 4.15

Параметр и вид микро­схем	109	121	156	128	202	215	217	218	221	240	К511
UН.П, В	3; 5	3; 5	3; 5	3	±4	±4	3; 6	6,3	4	3; 5	15
					— 0,25	— 0,25		1,2
U°вьпс, В	0,4	0,35	0,55	0,5	— 1,35	— 1,4	0,3	0,15	—	0,5	1,5
U1 ВЫХ, В	2,5	2,5	2,50	2,4	— 0,33	— 0,33	2,6	3,5	2,5	2,5	12
иа, в	0,3	0,3	0,4	0,5	0,3	0,3	0,5	—	0,5	0,4	5
tзд, р, ср, нс	60	50	35	16 МГц	400	23	24	150	2 МГц	55	225
Pпот, ср. МВт	—	—	17	30	19	22	20	48	15	23	250
Краз	5	5	6	6	3	5	4	—	—	4	25
И	+			+	+						+
И — ИЛИ				+	+	+
И-НЕ	+	+	+				+	+	+	+	+
И — ИЛИ — НЕ				+			+		+
НЕ					+	+		+	+		+
Расширитель	+	+	+	+	+		+
RS-триггер				+			+			+
JK-триггер							+	+			+
Сумматор										+
Дешифратор											+
Формирователь			+	+			+
Усилитель					+	+					+
Регистр				+						+
Счетчик										+	+

Таблица 4.16

Параметр и вид микросхем	114	115	201	21!	231
Uип, В	4	4	4	3	4
U0вых, В, не более	0,2	0,2	0,3	0,3	0,2
U1BblX, В, не менее Uп, В	0,15	0,78 0,15	0,3	0,9 — 1,35 0,1	0,04
K раз	4	4	2/10	4	4
tзд.р.ср., нс	650	150	270	500	300 кГц
РБОТ.ср , МВТ	0,57	3	3,75	8	351)
И			+
ИЛИ	+
И — ИЛИ		+
ИЛИ — НЕ	+	+	+	+
ИЛИ-НЕТ	+
НЕ	+		+	+
Расширитель	+	+
RS-триггер	+	+		+
Полусумматор	+
Регистр	+			+
Счетчик				+	+

1)На микросхему

Однако в отличие от микросхем на р-МДП-транзисторах ми­кросхемы этого типа менее технологичны, требуют для своего изго­товления больше операций и, следовательно, более дорогие. Тем не менее тенденция развития этих серий микросхем такова, что в ближайшее время они будут занимать преобладающее положение среди НСТЛ микросхем. Свидетельством постоянного совершенство­вания их свойств является К564 серия, микросхемы которой рабо­тают при изменении напряжения питания от 3 до 15 В, характери­зуются повышенным быстродействием при значительном снижении потребляемой мощности. При напряжении питания 5 В микросхемы становятся полностью совместимыми с ТТЛ и ТТЛШ.

Таблица 4.17

Параметр и вид микросхемы	КМДП	р — МДП
164 К17Й	К564	К108	К120	К172 К178	K501
Uи.п, В	9	З-15	— 27	— 27; — 12,6	— 27	— 27;
U0ВЫХ. в	0,5	0,01	— 0,7	— 3	— 2	— 1
U1вых, В	7,7	Uип	— 9,5	— 10	— 7,5	— 9,5
Ua, В, не менее	0,9	1,5	1	1	1	1
tЗД, Р. ср, мкс	0,25	0,082)	6	0,8	0,6	200 кГц
Pпот, ср, мВт	10-3	10-4	25	7	34	200 1)
Kраз,	50	—	10	10	15	30
И	+				+
И — ИЛИ	+	+			+
НЕ	+	+		+	+
И — НЕ	+	+		+
ИЛИ-НЕ	+	+		+
Исключающее ИЛИ	+ +	+ +		+
И — ИЛИ — НЕ			+		+
Дешифратор	+	+		+		+
Сумматор	+	+		+
АЛУ		+
Мультиплексор		+
Компаратор		+
Преобразователь уровня RS-триггер	+	+ +	+		+
D-триггер	+	+
JK-триггер	+	+				+
Регистр	+	+		+		+
Счетчик		+		+		+

1) На микросхему

2) При напряжении питания 10 В

Таким образом, для цифровых узлов с тактовой частотой бо­лее 50 МГц следует выбирать серии микросхем ЭСЛ. Для узлов с меньшей частотой переключения — микросхемы ТТЛ и- ТТЛШ, пе­рекрывающие диапазон частот до 50 МГц. При проектировании цифровых узлов с тактовой частотой не более 1 МГц целесообразно рассмотреть варианты применения серий маломощных ТТЛ микро­схем и микросхем НСТЛ на КМДП-транзисторах.

При окончательном решении вопроса о выборе серий микро­схем для проектируемого узла следует оценить возможность и це­лесообразность применения микросхем повышенного уровня интеграции, обладающих рядом преимуществ (см. § 1.3).

При логическом проектировании цифровых узлов необходим всесторонний учет основных свойств применяемой элементной базы для достижения высоких технико-экономических показателей разра­ботки. При этом в процессе проектирования появляется целый ряд особенностей. В частности, при разработке функциональной схемы узла, выборе серий микросхем и разработке принципиальной схемы следует иметь в виду, что микросхемы разных по схемотехническому признаку классов, как правило, не согласуются. Поэтому, если при­нято, например, решение в целях оптимизации проектируемого узла по энергопотреблению реализовать его на несовместимых микро­схемах, то необходимо предусмотреть их сопряжение. В составе некоторых серий согласующие микросхемы (преобразователи уров­ня) имеются, но может потребоваться проектирование согласующих элементов на навесных компонентах. Для этого целесообразно при­менять различные вспомогательные микросхемы: наборы инверто­ров, логические элементы с открытым коллекторным (для ТТЛ) или эмиттерным (для ЭСЛ) выходом и др.

При разработке на микросхемах типа ЭСЛ цифровых узлов высокого быстродействия (тактовые частоты — десятки мегагерц) необходимо иметь в виду повышенные требования к характеристи­кам линий передачи и условиям согласования выходных и входных сопротивлений микросхемы с волновым сопротивлением линии.Для решения этой задачи в сериях микросхем ЭСЛ предусмотрены спе­циальные микросхемы для работы на линию передачи и для приема сигналов с линии.

ТРИГГЕРЫ

Триггер — это элемент цифровых устройств, который обладает двумя устойчивыми состояниями. В микроэлектронном исполнении выпускают триггеры, различающиеся по сложности построения, по своим функциональным возможностям, по способу управления Г2 10, 36, 37].

Входы, как и сигналы, подаваемые на них, делятся на инфор­мационные и вспомогательные. Информационные сигналы через со­ответствующие входы управляют состоянием триггера. Сигналы на вспомогательных входах служат для предварительной установки триггера в заданное состояние и его синхронизации. Вспомогатель­ные входы могут при необходимости выполнять роль информа­ционных.

Входы и выходы триггеров, как и соответствующим им сигна­лы, принято обозначать буквами S, R, D, Q, J и др.

Триггеры классифицируют по ряду признаков. По функциональ­ным возможностям выделяют:

а) триггер с раздельной установкой 0 и 1 (RS-триггер);

б) триггер с приемом информации по одному входу (D-триггер), другое название: триггер задержки;

в) триггер со счетным входом (T-триггер);

г) универсальный триггер (JK-триггер).

По способу приема информации триггеры подразделяют на асинхронные (нетактируемые) и синхронные (тактируемые). Асин­хронные триггеры реагируют на информационные сигналы в момент их появления на входах триггера. Синхронные триггеры реагируют на информационные сигналы при наличии разрешающего сигнала на специально предусматриваемом входе С. Синхронные триггеры подразделяют на триггеры со статическим управлением по С-входу и с динамическим управлением.

Триггеры со статическим управлением реагируют на информа­ционные сигналы при подаче на вход С уровня 1 (прямой С-зход) или 0 (инверсный С-вход).

Триггеры с динамическим управлением реагируют на информа­ционные сигналы в момент изменения сигнала на С-входе от 0 к 1 (прямой динамический С-вход) или от 1 к 0 (инверсный динамиче­ский С-вход).

По принципу построения триггеры со статическим управлением можно разделить на одноступенчатые и двухступенчатые.
Односту­ пенчатые триггеры имеют одну ступень запоминания информации. Запись информации в такие триггеры представляет собой непрерыв­ный во времени процесс установления состояния триггера под воз­действием информационных сигналов.

Двухступенчатые триггеры имеют две ступени запоминания информации, которые тактовым импульсом управляются таким образом, что в начале информация записывается в первую ступень, а затем переписывается во вторую и появляется на выходе триггера.

Рассмотрим свойства триггеров основных видов, вначале триг­геров со статическим управлением, затем — с динамическим.

Асинхронные RS-триггеры имеют два информационных входа: вход S для установки 1, вход R для установки 0 и два выхода: прямой Q и инверсный Q.

Состояние триггера характеризуется сигналом на прямом выхо­де и определяется комбинацией входных сигналов. Например, для установки триггера в состояние 1, т. е. для записи в него 1, необ­ходимо на его входы подать такую комбинацию сигналов, при которой на прямом выходе сигнал будет иметь уровень логической 1, т. е. Q=l, Q=0.

Асинхронный RS-триггер обычно строится на двух логических элементах И — НЕ либо ИЛИ — НЕ, охваченных перекрестными обратными связями (рис. 4.12). На временных диаграммах отраже­на задержка срабатывания триггера, величина которой зависит от быстродействия логических элементов.

Таблица 4.3

Sn	Rn	Q«	Qrt+1	Режим
0	0	0	0	Хранение
0	0	1	1
1	0	0	1	Установка 1
1	0	1	1
0	1	0	0	Установка 0
0	1	1	0
1	1	0	—	Запрещено
1	1	1	—

Если обозначить состояние триггера в момент изменения вход­ных сигналов индексом n, а после переключения — индексом (n+1), то закон функционирования триггера (см. рис. 4.12,а) может быть описан табл. 4.3.

Как следует из табл. 4.3, при комбинации 5=1, R = 0 в триггер записывается 1 независимо от его предыдущего состояния. При дру­гом наборе входных сигналов S=0, R = 1 триггер устанавливается в 0.


Комбинация 5 = R= 0 является нейтральной, поскольку при ней имеет место режим хранения записанной ранее информации.

При нейтральной комбинации сигналов на информационных входах триггер может находиться в одном из состояний устойчи­вого равновесия Q=l, Q = Q или Q=0, Q=l сколь угодно долго. Комбинация S — R=l является запрещенной, так как она приводит к нарушению закона работы триггера и неопределенности его со­стояния. Действительно, при указанной комбинации входных сигна­лов на обоих выходах триггера устанавливается 0. Это состояние не является состоянием устойчивого равновесия и может быть обес­печено только воздействием входных сигналов. Если затем на вхо­ды будет подана нейтральная комбинация сигналов, триггер перей­дет в одно из состояний устойчивого равновесия, но предугадать это новое состояние триггера невозможно, поскольку обычно раз­брос временных параметров логических элементов триггера не­известен.

Для триггера на элементах И — НЕ управляющим действием обладают нулевые уровни информационных сигналов, а не единич­ные, как в рассмотренном случае. Поэтому информационные входы и соответствующие сигналы таких триггеров обозначаются как инверсные (рис. 4.12,6). Закон функционирования R5-триггера на элементах И — НЕ описывается табл. 4.4, которая в отличие от табл. 4.3 приведена в сокращенной форме записи.



Рис. 4.12. Асинхронный RS-триггер:

а — на логических элементах ИЛИ — НЕ; б — на логических элемен­тах И — НЕ

Таблица 4.4

Sn	Rn	Qn+1	Режим
0	0	—	Запрещено
0	1	1	Установка 1
1	0	0	Установка 0
1	1	Qn	Хранение

Из табл. 4.4 следует, что комбинация 5=R = 0 является запре­щенной, а комбинация S=R=1 нейтральной. Следовательно если для триггера на элементах ИЛИ — НЕ единичные сигналы на обоих информационных входах запрещены, то для триггера на элементах И — НЕ они разрешены и образуют нейтральную комбинацию. Ну­левые сигналы на обоих входах триггера на элементах ИЛИ—НЕ составляют нейтральную комбинацию, а для триггера на элементах И — НЕ они запрещены.



Указанные особенности триггеров на разных логических элемен­тах следует учитывать при их применении в цифровых узлах.

Быстродействие асинхронного RS-триггера определяется задерж­кой установления его состояния tт, которая равна сумме задержек распространения сигнала через логические элементы;



Синхронный одноступенчатый RS-триггер отличается от асин­хронного наличием С-входа для синхронизирующих (тактовых) импульсов. Синхронный триггер сестоит из асинхронного RS-триг-гера и двух логических элементов на его входе. Рассметрим работу триггера, построенного на элементах И — НЕ (рис. 4.13,а).

При С — О входные логические элементы 1 и 2 блокированы: их состояния не зависят от сигналов на S- и R-входах и соответст­вуют логической 1, т. е. ql=q2=1. Для асинхронного RS-триггера на элементах И — НЕ такая комбинация входных сигналов являет­ся нейтральной, поэтому триггер находится в режиме хранения за­писанной информации.

При С=1 входные логические элементы открыты для восприя­тия информационных сигналов и передачи их на входы асинхронно­го R5-триггера. Таким образом, синхронный триггер при наличии разрешающего сигнала на 5-входе работает по правилам для асин­хронного триггера.

Временные процессы в триггере при его переключении из нуле­вого состояния в единичное иллюстрируются диаграммами на рис. 4.13,6, на которых обозначено: ti, t2, tz, t4 — задержки пере­ключения соответствующих логических элементов; t'C, t"c — дли­тельности тактовых импульсов и пауз между ними.



Рис. 4.13. Синхронный RS-триггер:

а — на логических элементах И — НЕ; б — условное обозначение; в — времен­ные диаграммы; г — RS-триггер на логических элементах ИЛИ — НЕ; 6 — ус­ловное обозначение RS-триггера

Из диаграмм следует, что минимальное время установления уровня на одном из выходов равно двум задержкам переключения, в нашем примере t1+t3. Однако в расчет длительности тактового импульса следует принимать общее время установления состояния триггера: t/с>tт=t1+tз+t4 = 3tзд,р,ср.



Длительность паузы должна быть достаточной для переключе­ния входных элементов 1 или 2: t"с>t1,2=tзд,р,ср.

Следовательно, минимальный период повторения тактовых им­пульсов равен 4tзд,р,ср, а наибольшая частота F=1/4t3д,р,ср.

Синхронные RS-триггеры строятся и на логических элементах ИЛИ — НЕ (рис. 4.13,г), И — ИЛИ — НЕ и их сочетаниях.

Синхронный двухступенчатый RS-триггер состоит из двух син­хронных одноступенчатых RS-триггеров (рис. 4.14), управляемых разными фазами тактового сигнала.

При С=1 производится запись-информации в триггер первой ступени. В это время триггер второй ступени заблокирован нулевым уровнем сигнала на его С-входе благодаря наличию инвертора, через который тактовый сигнал поступает на вход второй ступени. При С = 0 первая ступень блокируется, а вторая открывается. Информация переписывается из первой ступени во вторую и появля­ется на выходе триггера. Двухступенчатая структура триггера на его условном обозначении отображается двумя буквами Т.

Минимальный период и максимальная частота повторения так­товых импульсов равны: Tс=7t3д,р,ср; F — 1/Tc.

Другой вариант построения двухступенчатых триггеров с запре­щающими связями между основной и вспомогательной ступенями приведен на рис. 4.14,6.

В триггере с запрещающими связями во время действия такто­вого импульса С=1 информация записывается в основную ступень. Одновременно с выходов первых логических элементов на вход вспомогательной ступени поступают запрещающие сигналы, блоки­рующие перезапись информации из основной ступени во вспомога­тельную. При С=0 эта блокировка снимается, и информация по­является на выходе второй ступени.

D-триггер имеет один информационный вход (D-вход) и вход для синхронизирующего импульса (рис. 4.15). Основное назначение D-триггера — задержка сигнала, поданного на вход. Как и RS-ipnr-гер, он может быть построен на различных логических элементах. Видно, что при С = 0 изменение входного сигнала не сказывается на состоянии триггера, и только при С=1 триггер принимает состоя­ние, определяемое входным сигналом.



Разновидностью D-триггера является DK-триггер, который до­полнительно к D-входу имеет управляющий V-вход (на рис. 4.15,а показан пунктирной линией). При V=1 триггер работает аналогич­но D-триггеру, а при V=0 сохраняет исходное состояние незави­ симо от изменения сигнала на D-входе и С-входе.

Широкое, применение в практике построения цифровых устройств находят D-триггеры с динамическим управлением (155ТМ2, 133ТМ2). Они реагируют на информационные сигналы только в момент изменения сигнала на С-входе от 0 к 1 (прямой динамический вход) или от 1 к 0 (инверсный динамический вход).



Рис. 4.14. Двух­ступенчатый RS-триггер:

а — с дополни­тельным инверто­ром; б — с запре­щающими связя­ми



Рис. 4.15. D-триггер (DF-тригтер при наличии У-входа):

а — функциональная схема; б — таблица состояний; в — условное обозначе­ние; г — временные диаграммы:

Функциональная схема D-триггера с динамическим управлением (рис. 4.16) состоит из трех асинхронных RS-триггеров. Два из них, построенные на элементах 1, 2 и 3, 4, называют коммутирующими а третий, на элементах 5, 6 — выходным. Сигналы на выходах коммутирующих триггеров управляют состоянием выходного триггера.

При сигнале С=О на выходах q2 и q3 формируется нейтральная для выходного триггера комбинация, и он находится в режиме хра­нения. Изменение информационного сигнала в этот период времени вызывает изменение сигналов на выходах д4 и q1. Элементы 2, 3 готовы воспринять эти сигналы, как только появится разрешающий сигнал С=1. В момент его появления изменяются уровни на выхо­дах q2 и q3 и устанавливают выходной триггер в новое состояние, соответствующее информационному сигналу на .D-входе в преды­дущем такте.

Если изменение информационного сигнала произойдет во время установления состояния выходного триггера, коммутирующие триг­геры не пропустят его, поскольку нулевой уровень на выходе эле­мента 2 блокирует входы элементов 1 и 3.

Таким образом, назначение коммутирующих триггеров состоит в приеме информации, передаче ее в выходной триггер в момент перепада сигнала на С-входе от 0 к 1 и осуществлении с этого же момента самоблокировки от воздействия информационного сигнала.



В условном обозначении С-входа (см. рис. 4.16,в) направление вершины треугольника указывает на то, что управление триггером производится перепадом сигнала от 0 к 1 (прямой динамический вход). При управлении обратным перепадом вершина треугольника была бы направлена в противоположную сторону (инверсный ди­намический вход).



Рис. 4.16. D-триггер с динамическим уп­равлением:

а — функциональная схе­ма; б — временные диа­граммы; в — условное обозначение; г — преоб­разование в T-триггер

Триггер с динамическим управлением нельзя назвать двухсту­пенчатым в принятом ранее смысле, поскольку в нем нет того двух­тактного механизма передачи информации от входов к выходам, который имеет четко выраженный характер в двухступенчатом триг­гере. Поэтому в условном обозначении для таких триггеров преду­смотрена одна буква Т.

Длительность входного импульса должна быть достаточной для переключения элементов 2 или 3 и установления состояния выход­ного триггера, т. е. 3t3д,р,сР. Длительность паузы должна превы­шать задержки переключения элементов 4 и 1 при изменении ин­формационного сигнала на D-входе, т. е. 2t3д,р,ср. Таким образом, быстродействие D-триггера с динамическим управлением определя­ется частотой повторения тактовых импульсов, равной F= 1/5tзд,р,ср.

D-триггер с динамическим управлением может быть использо­ван в качестве Г-триггера, для этого необходимо информационный вход D соединить с инверсным выходом Q (рис. 4.16,г).

Т-триггер (триггер со счетным входом, этот вход обозначается буквой Т) — это триггер с одним входом, изменяющий свое состоя­ние с приходом каждого входного импульса.

При реализации Г-тригтера на потенциальных логических эле­ментах в основу может быть положен двухступенчатый RS-триггер, поскольку он обеспечивает требуемую для работы Т-триггера за­держку в передаче информации от входов к выходам: С-вход вы­полняет роль Т-входа, a S- и R-входы необходимо соединить пере­крестными обратными связями с выходами триггера (рис. 4.17).





Рис. 4.17. T-триггер (TV-триггер при наличии V-входа):

а — функциональная схема; б — условные обозначения; в — таблица состояний



Рис. 4.18. JK-триггер

Разновидностью Г-триггера является ГУ-триггер, имеющий до­полнительный управляющий вход V (на рис. 4.17,а показан пунктиром). При сигнале V=1 ТТ-триггер работает по пра­вилам Г-триггера. При сигна­ле К=0 TV-триггер сохраняет свое состояние неизменным.

JK-триггер имеет два ин­формационных входа: J и К, а также вход для тактовых импульсов С. Правило рабо­ты JK-триггера определяется исходя из табл. 4.5. JK-триггер отличается от синхронного RS-триггера тем, что, во-первых, не имеет запрещенных входных комбинаций и, во-вторых, при комбинации J=K=1 изменяет свое состояние на противополож­ное, т. е. работает в режиме T-триггера. Поскольку JK-триггер обла­дает свойствами RS- и T-триггеров, он может быть реализован на основе синхронного двухступенчатого RS-триггера, с входной логи­кой (рис. 4.18). Одна пара S- и R-входов используется для об­ратных связей, как в T-триггере. 5- и R-входы другой пары служат для приема информации и получают обозначение J и К.

 

Таблица 4.5

сп	Jn	кп	Qn+1	Режим
0	0	0	Qn	Хранение
0	1	0	Q«	Хранение
0	0	1	Qn	Хранение
0	1	1	Qn	Хранение
1	0	0	Qn	Хранение
1	1	0	1	Установка 1
1	0	1	0	Установка 0
1	1	1	Qn	0 — >1 или 1 —>0

Рис. 4.19. JК-триггер с входной логикой:

а — функциональная схема; б — условное обозначение



Рис. 4.20. Использование JK-триггера в качестве триггеров других видов:

а — TV-триггер и T-триггер (при V-1); б — D-триггер; в — DV-триггер; г — RS-григгер

Распространенный вариант реализации JK-триггера представ лен на рис. 4.19. В его схеме в качестве входных элементов втооой ступени применены логические элементы Э1 и Э2, реализующие опе­рацию x1+x2, называемую импликацией.


Нетрудно видеть что при сигнале С=1, когда информационные сигналы устанавливают со стояние первой ступени, вторая ступень блокирована При сигнате С=0, когда первая ступень закрыта для входной информации вто рая ступень, напротив, открывается и воспринимает состояние первой ступени. Примером может служить JK-триггер 134 серии выполненный по рассмотренной схеме.

Обычно триггеры имеют один или два установочных входа ко­торые предназначены для установки триггера в требуемое начяль ное состояние. Установка осуществляется сигналами, которые по­ступают, как показано на рис. 4.19, непосредственно на входы RS триггеров первой и второй ступеней. Если триггеры построены на элементах И — НЕ, то сигналы должны иметь вид отрицательного импульса напряжения между уровнями 1 и 0. Установочные входы получаются инверсными, что отражено на условном обозначении триггера. При реализации триггера на элементах ИЛИ — НЕ уста­новочные входы будут прямыми и для установки триггера в какое-то состояние необходимо на соответствующий вход на короткое время подать сигнал с единичным уровнем. Причем установка про­изводится независимо от наличия или отсутствия синхронизирующего импульса, т. е. является асинхронной.

Триггеры с установочными входами принято называть комби­нированными DRS-RST-JKRS-триггерами. Часто встречаются триг геры с входной логикой. Примером может служить JK-триггер на рис. 4.19,а. Он имеет по три конъюнктивно связанных входа J и входа К, т. е. в его структуру встроены логические элементы Такие триггеры необходимы, как будет показано в § 4.5, для построения счетчиков с параллельным переносом. На основе JK-триггера можно с помощью внешних соединений его выводов (рис. 420) получить триггеры других видов. В этом смысле JK-триггер называют уни нереальным.

Триггер Шмитта имеет один информационный вход и один вы­ход. Один из его вариантов представлен на рис 4 21 а Два инвертора, соединенные последовательно и охваченные положи тельной обратной связью, образуют триггер, характеристика пеое дачи которого имеет гистерезис (рис. 4.21,6).Ширина петли гисте­резиса Де определяется выражением

Де=еп1 — en2=(Ui2—U°2)R1/R2,

где eп1 — пороговое напряжение срабатывания триггера еп2 — пооо-говое напряжение отпускания; U12, U°2 — выходные напряжения ло­гической 1 и логического 0.



Рис. 4.21. Триггер Шмит-га:

a — функциональная схема; б — характеристика переда­чи; в — условное обозначе­ние

Триггеры Шмитта обычно используют для формирования пря­моугольных импульсов из колебаний произвольной формы. Выпол­нять функции элемента памяти триггер Шмитта не может.

УЗЛЫ ИНДИКАЦИИ

Для визуального определения состояния логических устройств, снятия цифровой информации со счетчиков и многих других це­лей широко используют световую индикацию. Согласование между выходами микроэлектронных устройств и элементами индикации по уровням сигналов и кодам осуществляют с широким исполь­зованием цифровых микросхем. В качестве индикаторов в микро­электронной аппаратуре применяют: миниатюрные лампы накали­вания и накальные знакосинтезирующие индикаторы; газоразряд­ные индикаторные лампы; вакуумные люминесцентные индикаторы; светодиодные индикаторы; жидкокристаллические индикаторы.

Миниатюрные лампы накаливания, например НСМ 6,3 — 20, включаются непосредственно на выходы микросхем. Пример вклю­чения лампы накаливания на выход микросхемы приведен на рис. 7.1,а.

Накальные знакосинтезирующие индикаторы (ИВ-9, 10, 13, 16, 19, 20 и др.) работают при напряжении 3 — 5 В, что обуслов­ливает удобство их согласования с микроэлектронными устрой­ствами. Однако для управления сегментами (нитями накаливания) при синтезе цифр требуется специальная схема управления. При выборе микросхем для этой цели следует учитывать сравнительно большой ток потребления рассматриваемых индикаторов (17 — 22 мА на знак) и то, что нить накала в холодном состоянии имеет со­противление во много раз меньше, чем в рабочем. Поэтому на­кальные индикаторы включают на выход микросхем через ограни­чительные резисторы.

Рнс. 7.1. Включе­ние ламп накали­вания и макаль­ных индикаторов на выход микро­схемы К155ЛА7:

а — включение лам­пы накаливания; б — включение одного сегмента индикатора ИВ-9

Схема включения одного сегмента индикатора ИВ-9 приведена на рис. 7.1,6. При управлении семисегментным накалышм индикатером от счетчика необходим преобразователь кодов. Пример подобного преобразователя будет рассмотрен далее.

Газоразрядные индикаторные лампы (ИН-1, 2, 4, 8, 14, 16, 17, 18 и др.) имеют повышенное напряжение питания (до — 220 В), поэтому при работе с микросхемами они требуют специальных со­гласующих устройств уровня сигналов.

Пример счетчика с устройством индикации на двуханодной цифровой индикаторной лампе ИН-4 приведен на рис. 7.2,а. Устройство включает двоично-десятичный счетчик на триггерах 217TKL дешифратор на микросхемах 155ЛА1 и 155ЛАЗ, устрой­ство согласования высоковольтного цифрового индикатора с низ­ковольтными микросхемами, выполненное на транзисторных сбор­ках — микросхемах К166. Цифровой индикатор питается от схемы удвоения напряжения, что исключает превышение предельно до­пустимых напряжений транзисторов (300 В) и в то же время обеспечивает нормальную работу ИН-4.

В исходном состоянии один из транзисторов T1, T2 закрыт, а другой — открыт (в зависимости от состояния триггера Tг1). Че­рез открытый транзистор, резистор R2 и диод заряжается конден­сатор С. В момент поступления на управляющий вход отрицатель­ного импульса открытый транзистор закрывается и к одному из двух анодов индикатора через резистор R1 прикладывается сумма напряжения питания и напряжения, накопленного на конденсато­ре. При любой комбинации состояний триггеров Тг2 — Tг4 только на одном выходе дешифратора будет потенциал, равный нулю, что обеспечит подачу через один из транзисторов Т3 — Т7 нулевого потенциала на два катода. Однако светиться будет только тот из них, который связан с анодом, находящимся под напряжением (в зависимости от состояния Тг1). Таким образом, на индикаторе высвечивается цифра, соответствующая числу импульсов, записан­ному в счетчике. Время свечения индикатора определяется емко­стью конденсатора С и при указанных на схеме параметрах эле­ментов составляет 10 мс. Для устранения мелькания цифр часто­ту управляющих импульсов берут равной 50 Гц или выше. Со­противления резисторов Ri и R2 выбирают таким образом, чтобы ток через транзисторы не превышал допустимого. Резисторы R3 устраняют подсветку неработающей группы катодов, обеспечивая совместно с конденсатором неработающего анода снижение потен­циала анода во время поступления высокого напряжения на дру­гой анод.



Счетчик может согласоваться с газоразрядным индикатором с помощью преобразователя двоично-десятичного кода в десятич­ный, выполненного в виде микросхемы К155ИД1. На выходе ми-коосхемы включены транзисторы с открытыми коллекторами, имеющие рабочее напряжение более 60 В. Пример управления газоразрядным индикатором от счетчика с использованием пре­образователя К155ИД1 приведен на рис. 7.2,6. Выходы счетчика подключаются к четырем входам преобразователя, десять его вы­ходов непосредственно подсоединяются к катодам лампы. Анод индикатора через ограничительный резистор 22 — 91 кОм подклю­чается к источнику постоянного или пульсирующего напряжения. Подбором этого резистора устанавливают номинальный анодный ток.

Вакуумные люминесцентные знакосинтезирующие индикаторы (ИВ-3 6, 12, 17, 22 и др.) работают при напряжениях 10 — 30 В, что также требует специальных мер согласования с микроэлек­тронными устройствами.

Пример управления семисегментным люминесцентным индика­тором показан на рис. 7.3,а. В этой схеме диоды Д1 — Д12 пред­ставляют собой преобразователь десятичного кода в код, необхо­димый для формирования цифр. Другой вариант схемы управления вакуумным люминесцентным индикатором с помощью низковольт­ного преобразователя кодов К514ИД2 приведен на рис. 7.3,6. Уровни 0 на выходе микросхемы закрывают транзисторы, что вызывает свечение соответствующих сегментов индикатора.



Рис 7.2. Устройства управления цифровыми индикаторными лам­пами:

а — с использованием дешифратора на микросхемах и высоковольтных тран­зисторов; б — с применением микросхемы К155ИД1



Рис. 7.3. Устройства управления семисегментными вакуумными лю­минесцентными индикаторами:

а — с использованием диодного дешифратора; б — с применением микросхе­мы К514ИД2

Светодиодные индикаторы применяют в виде отдельных дио­дов (АЛ 101, 102, 301, 306 и др.) и семисегментных индикаторов (АЛ 104А, 105, 113, 305 и др.). Эти индикаторы имеют низкие напряжения питания 1,5 — 3 В.


Устройства их управления подобны соответствующим устройствам для накальных индикаторов. Схемы включения отдельных диодов на выходы микросхем показаны на рис. 7.4,а, б.

Для управления светодиодными индикаторами может быть использована микросхема К514ИД2 (для индикаторов с общим анодом) и К514ИД1 (для индикаторов с общим катодом). Эти же микросхемы могут применяться как преобразователи кодов для вакуумных накальных индикаторов. Схема управления светодиод­ным индикатором приведена на рис. 7.4,в. Подбором резисторов R1 — R7 можно добиться необходимой яркости свечения индика­тора.

Жидкокристаллические индикаторы (1.5ЖКИЦ18; 5.5ЖКИЛ12; 5,5ЖКИУ18 и т. п.) также имеют низковольтное питание (3 В и более). Они характеризуются очень низким потреблением энергии и используются обычно с автономными источниками питания. По­этому для управления этими индикаторами обычно используют микросхемы на КМДП-структурах.

Более подробно сведения об устройствах индикации можно получить в [28, 31, 32].



Рис. 7.4. Устройства управления светоизлучающими диодами:

а. б — с включением светодиода соответственно от высокого и низкого уроп-ней напряжения с выхода микросхемы К.155ЛА7; в — устройство управления семисегментным индикатором с помощью микросхемы К514-ИД2.

ВОПРОСЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ НА МИКРОСХЕМАХ

Рассмотрим теперь более подробно те элементы конструкции и процессы создания аппаратуры, которые специфичны для микро­электронных устройств, в частности многослойные печатные платы, а также вопросы компоновки узлов, ячеек, блоков и обеспечения необходимого теплового режима.

Печатные платы для установки микросхем. Печатные платы служат основанием для монтажа микросхем и обеспечивают комму­тацию всех элементов в соответствии с принципиальной схемой. Применение печатных плат позволяет на один-два порядка повысить плотность компоновки по сравнению с объемным монтажом и на порядок снизить массу.

В устройствах малой сложности и в аппаратуре, к которой не предъявляются очень высокие требования к плотности монтажа, применяют однослойные и двуслойные платы. В аппаратуре средней и большой сложности часто используют многослойные печатные платы.

Однослойные и двуслойные платы (рис. 8.6,а) состоят из осно­вания, на которое с одной или двух сторон наносятся печатные про­водники. Основания плат должны обладать достаточной механиче­ской прочностью, малыми диэлектрическими потерями, высокой на-гревостойкостью и хорошей адгезией (сцепляемостью) материалов платы и печатных проводников. При изготовлении печатных плат широко используют стеклотекстолит, стеклоткань, гетинакс, фторо-пласт-4 и некоторые другие диэлектрики. Толщина плат 0,8 — 3 мм, а их типовые габаритные размеры 135x110; 135X240; 140X130; 140X150; 140X240; 150X200; 170X75; 170Х110; 170X120; 170Х XI30; 170X150; 170X160; 170X200. Печатные проводники выпол­няют чаще всего из меди, алюминия, никеля или золота толщиной 20 — 70 мкм.

При выборе сечения, конфигурации и расстояния между провод­никами исходя из допустимой плотности тока (менее 20 А/мм2), рабочего напряжения, условий теплоотвода и прочности сцепления .проводников с основанием. Ширина проводников печатных плат обычно составляет 1,5 — 2,5 мм, а расстояние между ними 0,3 — 1 мм. Для плат с повышенной плотностью монтажа ширину проводников и зазоры между ними уменьшают до 0,15 — 0,5 мм.
Во избежание короткого замыкания припоем во время пайки минимальное расстояние между проводниками у мест соединения берут не менее 1,5 мм.

Рис. 8.6. Печатные платы:
а — однослойная плата (1 — координатная сетка; 2 — печатные проводники; 3 — основание; 4 — металлизированные отверстия); б — трехслойная плата
Для установки микросхем и навесных деталей на плате про­сверливают и металлизируют отверстия, которые располагают в узлах координатной сетки (рис. 8.6,а). Обычно шаг сетки равен 25 или 125 мм, но иногда он может быть уменьшен до 0,5 мм. При шаге в 2,5 мм допуск на точность размещения отверстий со-ставпяет 0 13 мм, что сравнительно легко достигается с помощью современной технологии. Если требуется сделать шаг меньше, точ­ность размещения отверстий возрастает, что увеличивает стоимость плат.
Диаметр отверстия исходя из условий пайки должен быть боль­ше диаметра вывода микросхемы на 0,15 — 0,25 мм и в 3 раза мень­ше толщины платы. Вокруг монтажного отверстия создают контакт­ную площадку на 0,6 — 1,5 мм больше диаметра отверстия.
Конфигурацию проводников выбирают такой, чтобы исключить отстаивания от основания, в частности, не допускается образование прямых или острых углов. Радиус закругления проводников не дол­жен быть меньше 2 мм.
Изображения проводников наносят на плату следующими спо­собами: фотографическим, т. е. контактным копированием, при ко­тором плата предварительно покрывается светочувствительной эмульсией получаемое при этом способе изображение имеет точ-ность +0,15 мм; способом сеткографии, т. е. продавливанием через сетчатый трафарет кислотощелочноупорной краски, точность изобра­жения +03 мм; способом офсетной печати, при котором кислото-щепочноупорная краска переносится с цинкографического клише на резиновый валик, а с него на плату, точность изображения ±0,2 мм. В бытовой аппаратуре (радиоприемники, телевизоры, магнито­фоны и т. п.) обычно используют второй способ.
Наиболее распространенными методами нанесения металличе­ских проводников являются: химический, предусматривающий изби­рательное удаление металла с предварительно фольгированной пла­ты- комбинированный, представляющий собой комбинацию техноло­гических приемов травления фольгированного диэлектрика с после­дующей металлизацией монтажных отверстий.


В последние годы получили распространение так называемые аддитивные и полуаддитивные методы изготовления печатных плат, не связанные с травлением фольгированного диэлектрика. Нанесе­ние проводников осуществляют либо чисто химическим наращива- нием (аддитивные платы) или в комбинации с электрохимическим их Нормированием (полуаддитивные платы). Достоинства этих ме­тодов — повышенная точность рисунка проводников и равномерная толщина металлизированного слоя. Указанные методы используют в тех случаях когда нужно обеспечить минимальные значения шк-пины проводников и зазоров между контактными площадками (шаг 0125 — 05 мм). Аддитивные и полуаддитивные платы, в частности, применяют при использовании керамических кристаллодержателей (микрокорпусов) без выводов, вместо которых используют контакт­ные площадки на основании кристаллодержателя. Для установки керамических кристаллодержателей применяют платы из вышеука­занных материалов, а также из керамики.
В аппаратуре, построенной на микросхемах первой и второй степени интеграции, наибольшее распространение получили платы с расположением печатных проводников с одной и двух сторон основания.

Рис. 8.7. Межсоединения с помощью метал­лизации:
а — этапы изготовления четырехслойиой печатной платы методом попарного прессования (1 — исходные двусторонние печатные платы; 2 — спрессованная плата; 3~ готовая плата с метал­лизированным отверстием); б — соединения путем металлизации сквозных отверстий
Многослойные печатные платы (МПП) представляют собой единый монтажно-коммутационный узел, состоящий из чере­дующихся слоев токопроводящего и изо­ляционного материала. Пример трехслой­ной печатной платы показан на рис. 8.6,6. В пределах каждого слоя МПП подобны односторонним платам. Многослойные платы характеризу­ются повышенной плотностью монтажа, большой устой­чивостью к внешним воздействиям. Они сокращают длину межсоеди­нений, а следовательно, и задержку прохождения сигналов. Этот фактор имеет большое значение, так как при длине соединений в 10 — 15 см время задержки сигнала в печатной плате составляет примерно 1 не, что соизмеримо со временем задержки быстродейст­вующих микросхем.


Многослойные печатные платы отличаются от односторонних и двусторонних наличием соединений между большим числом слоев, повышенными требованиями к точности технологиче­ских операций и электрическим параметрам. Процесс изготовления Таких плат более сложен.
Межсоединения в МПП осуществляются с помощью механиче­ских деталей (пистонов, штифтов, лепестков), печатных проводни­ков и металлизации. Первые два способа из-за трудоемкости и не­высокого качества соединений не нашли широкого применения. Наи­более распространен третий способ, при котором межсоединения создаются путем металлизации (попарное прессование, металлиза­ция сквозных отверстий). При попарном прессовании межслойные соединения выполняют на двусторонних платах путем металлизации отверстий. Платы склеивают прессованием, после чего между на­ружными слоями металлизации создают соединения. Этапы изготов­ления четырехслойной печатной платы приведены на рис. 8.7,а. Не­посредственного соединения, между внутренними слоями нет, оно осуществляется через наружные. Способ попарного прессования сравнительно прост, он позволяет получать надежные соединения и используется при малом числе слоев.
Изготовление межсоединений путем металлизации сквозных отверстий заключается в следующем. Пакет из заготовок с выпол­ненными проводниками склеивают прессованием. Затем просверли­вают и металлизируют сквозные отверстия, обеспечивающие соеди­нения схем, расположенных на различных внутренних слоях (рис. 8.7,6). Для увеличения контактирующей поверхности между металлом проводников и металлизацией используется подтравли-вание диэлектрика во внутренних слоях. Изготовление межсоедине­ний путем металлизации сквозных отверстий — наиболее распростра­ненный способ из-за простоты, хорошего качества соединений и вы­сокой технологичности,
На практике иногда совмещают попарное прессование с метал­лизацией сквозных отверстий.
Число слоев МПП выбирают в зависимости от сложности прин­ципиальной схемы, степени интеграции микросхем и требований к плотности монтажа.


Наиболее часто используют платы с четырь­мя — восемью слоями, однако число слоев может быть и большим. Каждую функциональную цепь стремятся располагать на от-дечьном слое, например слой питания, слой нулевого потенциала (зёмчи) слой соединений логических элементов. Иногда слои пита­ния и земли выполняют в виде сплошной или сетчатой поверхности, которая одновременно выполняет функцию экрана.
Внутри многослойной печатной платы возгожно создание тон­кого слоя резнстивного материала, расположенного между подлож­кой и слоем фольги. На базе резистивного слоя можно затем фор­мировать необходимые резисторы. Такой метод позволяет уменьшить размеры устройства. ,,,-тп
В связи с тем, что печатные проводники и отверстия в МПП распочагают очень плотно и они имеют малые размеры, необходимо учитывать паразитную емкость и сопротивление проводников. Емкость между соседними проводниками, расположенными парал-лечьно в соседних слоях, может достигать 3 пФ/см. Для ее умень­шения проводники располагают взаимно перпендикулярно. Для этой же цечи иногда увеличивают расстояние между слоями путем испочьзования нескольких слоев склеивающей стеклоткани. Сопро-тнв-ение печатных проводников составляет 2,4 мОм/см, а сопро­тивление сквозного металлизированного отверстия не превышает 10 мОм/см.
Существуют определенные ограничения плотности размещения входных контактов на многослойных платах. При использовании штыревых контактов, расположенных в несколько рядов, расстоя-ние между штырями должно быть не менее 2,5 мм, а диаметр шты­ря не должен превышать 0,7 мм. При пленарных выводах контакты располагают в один ряд с шагом 1,25 мм.
С увеличением числа микросхем на печатной плате усложняется ее топология и повышается трудность разработки. При создании плат стоемятся уменьшить число слоев и минимизировать длину соеденительных проводников. Для сложных устройств поиск опти­мальной топологии вручную очень затруднителен, поэтому для трассировки плат все шире применяют ЭВМ.


Большая сложность МПП затрудняет контроль качества. Наи­более часто используют методы автоматической проверки на це­лостность проводников и отсутствие коротких замыкании между ними. Для проверки МПП закрепляют на рабочем столе контроль­ной установки и к монтажным отверстиям платы прижимают пру-жинящие контакты, подключающие участки рисунка плат к кон­трольной схеме. Более подробные сведения о печатных платах имеются в [42].
Размешение микросхем, компоновка узлов, ячеек и блоков. Интегральные микросхемы и микросборки на печатных платах, как правило располагают рядами, хотя допускается их расположение в шахматном порядке. Установку и крепление микросхем на плата производят, учитывая легкость доступа к любой из них и возможность замены.

Рис. 8.8. Установка микросхем на печатную плату:
а, б — микросхемы со штыревыми выводами; в — микросхемы с пленарными выводами (1 — микросхема; 2 — основание; 3 — теплоотводящая шина; 4 — прокладка)
Микросхемы со штыревыми выводами при расстоянии между выводами, кратном 2,5 мм, располагают на печатной плате таким образом, чтобы их выводы совпадали с узлами координатной сетки (рис. 8.6,а). Если расстояние между выводами не кратно 2,5 мм, то их располагают так, чтобы один или несколько выводов совпа­дали с узлами координатной сетки. При этом микросхемы устанав­ливают только с одной стороны печатной платы, причем между микросхемами и платой обычно оставляют зазор. Допускается при­менение изоляционной прокладки из пресс-материалов, которую при­клеивают к плате. Примеры крепления рассматриваемых элементов показаны на рис. 8.8,а, б.

Рис. 8.9. Разметка посадочных мест для микросхем:
а — для штыревых выводов; б — для пленарных выводов

Рис. 8.10. Варианты располо­жения выводов

Рис. 8.11. Установка микро­схем с учетом направления воздушного потока
Микросхемы с пленарными выводами припаивают к металлизи­рованным контактным площадкам печатной платы. Варианты их крепления приведены на рис. 8.8,в.


Такие микросхемы могут устанавливаться как с одной, так и с двух сторон печатной платы. Микросхемы повышенной степени интеграции (третьей и более) часто устанавливают на теплоотводящее металлическое основание ячейки или индивидуальные радиаторы.
Примеры разметки посадочных мест для микросхем на печатной плате даны на рис. 8.9,а, б. При установке микросхемы первый ее вывод должен быть совмещен с ключом, нанесенным на плату. Выводы на плате могут располагаться как в один ряд (рис. 8.10,а), так и в шахматном порядке (рис. 8.10,6).
Шаг установки микросхем на печатной плате определяется кон­структивными параметрами корпуса, числом выводов, требуемой плотностью компоновки, температурным режимом блока. Шаг уста­новки микросхем выбирают кратным 2,5 мм для микросхем с рас­стоянием между выводами 2,5 мм и кратным 1,25 мм для микро­схем с расстоянием между выводами 1,25 мм. Шаг может быть от 15 мм (для корпуса 151.15 — 1) до 70 мм (для корпуса 244.48 — 1).
Основным методом компоновки микросхем считается плоскост­ной, при котором элементы устанавливают на печатной плате в одной плоскости с одной или двух сторон. Микросхемы в прямо­угольных корпусах обычно размещают с учетом направления воз­душного потока, как показано на рис. 8.11. Это позволяет создать наилучшие условия для их охлаждения. Используют и другие спо­собы установки микросхем на платах. Так, для микросхем со шты­ревыми выводами используют объемные конструкции в виде «гар­мошки», «вафли» и т. п. В первом случае (рис. 8.12,а) применяют гибкую печатную плату, между перегибами которой устанавливают микросхемы. Во втором случае (рис. 8.12,6) микросхемы крепят к жестким платам. Такие конструкции применимы только при облег­ченном тепловом режиме. В некоторых конструкциях микросхемы крепят на гибком основании из резины («ремне»), которое прошито соединительными проводами (до 250 шт.).

Рис. 8.12. Варианты установки микросхем на платы: о — гибкие платы; б — жесткие платы (1 — плата; 2 — ми­кросхема)


Бескорпусные микросборки обычно устанавливают на теплоотво-дящее металлическое основание ячейки или индивидуальные метал­лические шины. Размеры плат микросборок составляют от 16X7,5 до 48X30 мм, от этих размеров зависит шаг их установки. На пе­чатные платы (а также в микросборки и гибридные микросхемы) могут устанавливаться безвыводные керамические кристаллодержа-тели или кристаллы бескорпусных микросхем. Такие кристаллы мо­гут поставляться на ленточных носителях, представляющих собой основание, на котором установлен герметизированный кристалл и нанесен рисунок соединений, который обеспечивает коммутацию между печатной платой и кристаллом. Перед установкой часть лен­ты с кристаллом и соединениями вырезают и затем устанавливают на плату. Использование ленточного носителя кристаллов значитель­но облегчает автоматизацию монтажа, особенно когда требуется соединение с большим числом выводов.
Навесные детали устанавливают на печатных платах с исполь­зованием посадочных мест микросхем. При одностороннем монтаже эти детали крепят со стороны расположения микросхем, а при дву­стороннем — со стороны размещения разъемов.
В качестве навесных компонентов применяют малогабаритные керамические (КЛГ, КМ, К10-9, К10-17, К10-22) и оксидно-элек­тролитические конденсаторы (К53-10, К53-15), резисторы СЗ-2, СЗ-3, дроссели ДМ, трансформаторы ММТИ-35, ТИГ-34, катушки индук­тивности на карбонильных тороидальных сердечниках марки Р-100 либо пленочного типа на подложках малых размеров и др.
Крупногабаритные радиодетали и узлы группируют, как прави­ло, в отдельные ячейки. При совместной компоновке микросхем и крупногабаритных дискретных компонентов рекомендуется группи­ровать микросхемы в узлы, соизмеримые по высоте с дискретными компонентами, т. е. применять объемно-плоскостной метод компо­новки (рис. 8.13).

Рис. 8.13. Компоновка узлов на микросхемах совместно с навесны­ми деталями (1 — узлы с микросхемами; 2 — дискретные компонен­ты; 3 — печатная плата)


Объемно-плоскостной монтаж применяют и в случае использо­ вания готовых узлов пакетной конструкции на микросхемах. Паке­ты набирают из корпусированных микросхем с пленарными выво­дами, располагают их одну на другой и заливают компаундом. Монтаж соединений производят на боковых гранях пакета, куда выходят выводы, с помощью напыленных проводников. Такая кон­струкция позволяет сравнительно просто увеличить плотность ком­поновки микросхем.
Ячейки чаще всего содержат одну или две платы. Число пе­чатных плат определяется требованием функциональной законченно­сти ячеек, их повторяемостью, а также габаритными размерами плат и ячеек.
Конструктивно ячейки могут быть выполнены в бескаркасных и каркасных вариантах. Роль несущего элемента в бескаркасном одноплатном варианте выполняет печатная плата. Такие ячейки применяют в слабонагруженпой аппаратуре. Использование бескар­касных конструкций в сильно нагруженной аппаратуре допускается при наличии в блоках дополнительных элементов конструкций, обеспечивающих необходимую механическую прочность ячеек. При­меры бескаркасных ячеек показаны на рис. 8.14,о, б.
В бескаркасном исполнении создают ячейки-модули первого уровня. Они обычно имеют типовые размеры печатной платы 170X75, 170X200. Пример конструкции модуля показан на рис. 8.14,е.
В каркасных конструкциях роль несущего элемента выполняет рамка или металлическое основание ячейки. Каркасные конструкции ячеек применяют в аппаратуре с высокими механическими требова­ниями, при двух- и многоплатных конструкциях ячеек, а также при использовании схем повышенной степени интеграции.
На рис. 8.15 показан пример каркасной ячейки, на литое ме­таллическое основание -которой установлены микросхемы третьей-четвертой степени интеграции; их выводы припаивают к печатной плате, прикрепленной снизу к металлическому основанию.
Блоки аппаратуры на микросхемах чаще всего имеют разъем­ную или книжную конструкцию.
Электрические соединения между узлами, ячейками и блоками осуществляют плоским кабелем, гибким печатным кабелем или мон­тажными проводниками.


Плоский кабель (тканый или спрессован­ный)—это совокупность проводов (до 60), расположенных парал­лельно в одной плоскости и скрепленных нитями и оплеткой или опрессовкой полимерными материалами. Максимальная ширина ка­беля 65 мм, длина не менее 40 мм. Кабель устанавливают с одной стороны печатной платы (рис. 8.16,а).
Гибкий печатный кабель (рис. 8.16,6) представляет собой сово­купность печатных проводников, расположенных параллельно друг другу в одной плоскости на гибком электроизоляционном основании. Максимальная ширина печатного кабеля может быть 150 мм, тол­щина 0,1 — 0,5 мм, длина — не более 350 мм. Электрические соеди­нения между платами одной ячейки выполняют обычно гибким пе­чатным кабелем, между ячейками в блоке — гибким печатным или плоским кабелем. Иногда применяют объемный монтаж проводами сечением не более 0,2 мм2, имеющими специальную изоляцию (ГФ, МГТЛ, МГШВ и др.). Электрические соединения между ячейками могут осуществляться с помощью коммутационной печатной платы, на которой распаивают кабели ячеек. Соединения между блоками чаще всего осуществляют монтажными проводами,

Рис. 8.14. Конструкция бескаркасных ячеек:
а — ячейка с микросхемами и дискретными компонентами (штыревой разъем) (1 — печатная плата; 2 — микросхемы; 3 — дискретные компоненты; 4 - — колод­ка для контроля; 5 — вилка разъема); б — ячейка с микросхемами (печатный разъем); в — ячейка модуль первого уровня (6 — розетка разъема СЙП34)
Электрические соединения на печатной плате ячейки и между ячейками в значительной мере определяют помехоустойчивость аппа­ратуры. Помехоустойчивость зависит от величин паразитных связей, имеющих в основном емкостный характер. Наличие паразитных емкостей между проводниками может вызвать наведение сигнала в соседних соединительных линиях между элементами и, как след­ствие этого, ложное срабатывание микросхем или сбой полезного сигнала. Кроме того, с увеличением емкости на выходе микросхемы снижается ее быстродействие, коэффициент усиления и т.


п.

Рис. 8.15. Каркасная ячейка для микросхем ИСЗ, ИС4 и микросбо­рок (1 — печатная плата; 2 — микросхема; 3 — литое основание)
Погонная емкость межсоединений составляет при двустороннем печатном монтаже (толщина диэлектрика 1,5 мм и относительная диэлектрическая проницаемость е=3,6) 60 — 120 пФ/м; при много­слойном монтаже (на той же плате) 100 — 250 пФ/м; для проводни­ка при навесном монтаже 30 — 40 пФ/м; для проводника в объем­ном жгуте (плотность 10 — 40 проводов на 1 см2 сечения) 40—70 пФ/м. Значения допустимых емкостей между двумя соседними сигнальными проводниками составляют при длительности импульс­ных сигналов (2 — 5)tзд,р,ср для серии 133 — 10 — 50 пФ, для серии 137 5 — 80 пФ, для серии 217 5 — 20 пФ.
Значения допустимой паразитной емкости между проводниками входа и выхода при условии снижения коэффициента усиления на 10% составляют для серии 140 — 10 пФ, для серии 740 — 25 пФ.

Рис. 8.16. Соединительные кабели:
а — плоский тканый кабель (1 — кабель; 2 — плата: 3 — скоба для крепления кабеля); б — гибкий печатный кабель
На помехоустойчивость также оказывает влияние индуктивность печатных проводников, особенно шин питания и заземления. Погон­ная индуктивность печатного проводника при его толщине 0,05 мм составляет 0,018 — 0,009 мкГн/см в диапазоне ширины проводника от 0,2 до 6 мм. Допустимая индуктивность шин заземления зависит от протекающих з них импульсных токов и составляет, например для серии 133, 0,04 — 0,63 мкГн (при перепаде тока 160 — 80 мА).
По допустимым и погонным значениям паразитных емкостей и нндуктив.ностей рассчитывают допустимую длину соединений.
Для обеспечения помехоустойчивости при расположении микро­схем в ячейках и трассировке соединений между ними придержи­ваются ряда правил. При использовании микросхем различной сте­пени интеграции элементы с высокой степенью интеграции устанав­ливают непосредственно у концевых контактов. При размещения микросхем стремятся обеспечить минимальную длину соединений между ними.


При этом по возможности увеличивают расстояние между проводниками и располагают проводники в соседних слоях во взаимно перпендикулярных направлениях. При использовании в ячейках высокочастотных микросхем электрические соединения между ними часто осуществляют в виде скрутки сигнального и зем­ляного проводов. В подобном соединении уменьшается внешнее электромагнитное поле, поскольку токи в проводниках протекают в противоположных направлениях. Благодаря этому удается сни­зить наводки в соседних линиях.
Для уменьшения уровня помех, обусловленных индуктивностью шин питания и заземления, ширину этих шин по возможности уве­личивают до 5 мм и более. Для снижения низкочастотных пульса­ций в шинах питания применяют блокирующие конденсаторы, вклю­чаемые между выводами «питание» и «земля» около разъема пе­чатной платы. Их емкость для серии 133 (155) выбирают из расче­та 0.1 мкФ на микросхему.

Рис. 8.17. Оптическая линия связи (1 — основание; 2 — крышка; 3 — световод; 4 — вы­воды; 5 — светодиод; 6 — фото­диод)
Конденсаторы для подавления высокочастотных пульсаций в це­пях питания распределяют по площади печатной платы равномерно относительно микросхем из расчета один конденсатор емкостью 0,02 мкФ на группу, содержащую не более 10 микросхем. Для ми­кросхем повышенной степени интеграции емкость увеличивают до 0,1 миф и устанавливают конденсаторы около каждой микросхемы. Для повышения помехоустойчивости отдельные проводники, а также микросхемы и навесные радиодетали могут быть экранированы.
В последнее время для передачи сигналов применяют оптиче­ские линии связи, позволяющие обеспечить высокую помехоустой­чивость, исключить излучение соединительных линий, а также обеспе­чить гальваническую развязку соединяемых цепей. Оптическая линия связи содержит светодиод (или лазер), управляемый электрическим сигналом, волоконный световод, пропускающий световой поток с ма­лыми потерями, и фотодиод (фототранзистор), преобразующий све­товой поток в электрический сигнал.


В оптических линиях связи наибольшее применение в качестве источников излучения получили светодиоды на основе арсенида галлия, хорошо согласующиеся по спектральным характеристикам с кварцевыми световодами и обеспе­чивающие достаточную мощность излучения. В качестве приемников используют кремневые лавинные фотодиоды и p-i-n структуры.
Длина соединений может быть обеспечена от 0,2 до нескольких сотен метров, число каналов от 1 до 150, диаметр световодного кабеля от 3 до 20 мм (в зависимости от числа каналов). На рис. 8.17 приведен пример построения одноканальной оптической линии связи с использованием волоконного световода.
При объединении микросхем в ячейки и затем в блоки происхо­дит увеличение габаритных размеров и массы конструкции за счет тех ее элементов, которые предназначены для крепления ячеек, уста­новки разъемов, внутриблочного монтажа и т. п. Усредненные объ­емно-массовые характеристики некоторых конструкций РЭА на кор­пусных микросхемах первой и второй степеней интеграции приведе­ны в табл. 8.3.
При использовании микросхем с высокой степенью интеграции плотность размещения элементов значительно повышается.
Плотность размещения микросхем в блоках обычно не превы­шает 1 — 1.5 в см3.
Одной из перспективных конструкции являются герметизирован­ные блоки, в которых применяют бескорпусные микросхемы и ми­кросборки. Использование при этом групповой защиты микросхем позволяет значительно уменьшить объем аппаратуры. Это можно проиллюстрировать следующим примером. Объем корпуса микро­схемы типа 252МС15 составляет 856 мм3, а сама гибридная микро­схема занимает объем 60 мм3. Только за счет отсутствия корпуса можно получить выигрыш в полезном объеме в 14 раз. Если учесть также уменьшение зазоров между микросхемами при отсутствии корпусов, то этот выигрыш возрастает еще больше.
При использовании бескорпусных микросхем и микросборок часть соединений переносят на подложку, где они занимают в де­сятки раз меньший объем, чем на печатной плате.


В целом при использовании бескорпусных микросхем и микро­сборок в общем герметичном блоке удается повысить плотность размещения элементов в 2 — 8 раз. Применение бескорпусных микро­схем и микросборок приводит также к повышению надежности за счет уменьшения числа паяных соединений с печатной платой, вместо которых применяют более надежные способы соединений — напыление и термокомпрессионную сварку на подложках.
Таблица 8.3

Тип микросхемы	Масса на один элемент, Г/ЭЛ	Плотность размещения элементен, эл/см3
микро­схема	яч ейка	блок	микро­схема	ячейка	блок
Гибридные	0,07	0,3	0,5	50	10 — 15	3 — 5
Полупроводниковые	0,03	о,?	0,4	100	15 — 20	4 — 7

При конструировании аппаратуры на микросхемах соединениям элементов уделяют особое внимание, поскольку они в значительной мере определяют надежность всего устройства. На долю соединений приходится до 60% общего количества отказов РЭА.
Основной способ соединения микросхем с печатными платами и создания межсоединений в ячейках и блоках — пайка. Пайка не требует сложного и дорогостоящего оборудования, экономически выгодна, позволяет легко заменять вышедшие из строя микросхемы и другие детали. Перспективна сварка, которая позволяет получить большую, чем при пайке, надежность соединений, а также умень­шить объем аппаратуры за счет сокращения площади соединений. Используемые в микроэлектронной аппаратуре методы сварки можно разделить на сварку давлением и плавлением. Сварка давлением (термокомпрессионная, ультразвуковая и электроконтактная) обес­печивает соединение при совместном действии давления и нагрева. Нагрев не расплавляет соединяемые металлы, а лишь увеличивает их пластичность. Сварка плавлением (электроконтактная, электрон­ным лучом и лучом лазера) соединяет металлы путем их плавления в зоне сварки и последующей кристаллизации.

Рис. 8.18. Зависи­мость допустимого перегрева воздуха от удельной мощ­ности рассеяния (1 — герметичный блок; 2 — естест­венное охлажде­ние; 3 — принуди­тельное охлажде­ние)


Кроме указанных методов применяют также соединения с по­мощью накрутки проводника на штырь. Монтаж методом накрутки заключается в том, что несколько (обычно от четырех до шести) витков провода с помощью специального инструмента навивают с заданным натяжением на жесткий вывод — штырь квадратного или прямоугольного сечения. Натяжение провода при накрутке вели­ко и в точках контакта достигает 1800 кГ/см2. Это достаточно для разрушения оксидной пленки на соединяемых элементах и такого вдавливания провода в вывод, что в месте контакта образуются га­зонепроницаемые поверхности. Такое соединение очень надежно, особенно при сильных механических воздействиях. Недостатками этого метода является увеличение объема по сравнению с другими мето­дами и трудность ремонта.
Вопросы конструирования аппаратуры на микросхемах обобще­ны в [2, 39, 40, 43 — 47].
Теплоотвод в микроэлектронной аппаратуре. В микроэлектрон­ной аппаратуре, которая характеризуется большой плотностью эле­ментов, особенно при использовании микросхем повышенного уров­ня интеграции, значительное внимание должно быть уделено вопро­сам создания необходимого теплового режима. Он определяется вы­деляемой мощностью и условиями охлаждения.
При определении необходимого способа охлаждения аппаратуры исходят из удельной мощности рассеяния qQ=P6/V6, где Рб — сум­марная мощность, выделяющаяся в блоке; VQ — объем блока.
Другим фактором, который учитывают в данном случае, являет­ся допустимая температура перегрева воздуха в блоке: Тп=Тдоп — Т0, где Гдоп — допустимая температура в блоке; Т0 — температу­ра окружающей среды.
Способ охлаждения выбирают с использованием графика зави­симости Тп=f(qб), приведенного на рис. 8.18. На графике показаны зоны, соответствующие различным способам охлаждения. Если точ­ка, соответствующая проектируемому блоку, лежит в зоне 1 или левее, то в этом случае можно использовать герметичную конструк­цию и не применять никаких мер по теплоотводу.


В области 2 тре­буется естественное охлаждение с помощью теплопроводности и кон­векции. Наконец, в области 3 необходимо принудительное охлажде­ние. Если точка, соответствующая рассматриваемому блоку, нахо­дится в зоне наложения областей, целесообразно выбирать верхнюю как отвечающую более простому способу охлаждения.
Для создания допустимого теплового режима аппаратуры по возможности стремятся к использованию микросхем с минимальной рассеиваемой мощностью в реальном режиме эксплуатации.
Один из эффективных путей облегчения теплового режима — . использование теплоотводящих шин. На рис. 8.19,а, показан вариант такого теплоотвода для плоских корпусов. При этом тепловое со­противление корпуса уменьшается с 250 до 20°С/Вт.

Рис. 8.19. Варианты теплоотвода:
а — с теплоотводящей шиной (1 — микросхема; 2 — шина); б — установка в ра­диатор (1 — микросхема; 2 — радиатор)
Иногда микросхемы устанавливают в радиаторы, как показано на рис. 8.19,6. При создании теплоотводящих путей стремятся к уменьшению теплового сопротивления на всех участках от микросхемы до кожуха блока. Для этого при креплении микросхем при­меняют клеи с высокой теплопроводностью, используют припайку микросхем к ячейкам и т. п. Большое значение имеет тепловое со­противление контактов между теплоотводящими элементами. На его значение влияют материал, чистота обработки поверхности, плот­ность соединения и ряд других факторов. Лучшие теплоотводящие материалы — медь и алюминий, их чаще всего применяют в кон­струкциях микроэлектронной аппаратуры. Очень нежелательно по­падание краски между контактирующими теплоотводящими элемен­тами, так как тепловое сопротивление контакта металл — краска очень велико и может превышать соответствующее значение для со­единения медь — алюминий в 250 раз.
Для уменьшения контактных тепловых сопротивлений применяют покрытия соединяемых металлов кадмием, оловом и теплопроводя-щими пастами. Снижение теплового сопротивления корпуса блока достигается использованием ребристой структуры и покрытием на­ружной поверхности краской с высокой степенью черноты.


Для улучшения теплоотвода с помощью конвекции платы с рас­ паянными на них микросхемами устанавливают в вертикальном по­ложении, между корпусами микросхем соседних ячеек делают зазо­ры (не менее 6 мм), а также перфорационные отверстия в кожухе блока. Если перечисленные способы не могут обеспечить заданного теплового режима, применяют принудительное воздушное охлажде­ние. Воздух подается или внутрь блока непосредственно к тепло-отводящим элементам или, при герметичных конструкциях, снару­жи — к стенкам корпуса. Наиболее нагретые части ячеек, как пра­вило, располагают ближе к началу охлаждающего потока. При на­личии теплопроводящих шин целесообразно ориентировать их по направлению движения воздуха. Контакт с конструктивными тепло­проводными элементами блока (рамка, кожух и т. п.) обычно осу­ществляют на входе в блок.
При использовании микросхем малого уровня интеграции чаще всего нет необходимости в учете тепловых режимов. При примене­нии же микросхем повышенной степени интеграции, как правило, следует принимать специальные меры по созданию теплоотвода. В подобных случаях проводят специальный тепловой расчет [45], при котором определяют допустимое число микросхем на платах, число плат, зазор между ячейками, расход охлаждающего воздуха, размеры теплоотводящих шин и т. п.

к виду элементной базы РЭА,

Интегральные микросхемы относятся к виду элементной базы РЭА, который развивается наиболее быстро. Приведем несколько основных направлений этого развития.
Во-первых, это расширение функционального состава тех серий микросхемы, которые получили наибольшее практическое примене­ние— серий 100, 133 (155) 140 и других. Расширение ведется путем ведения в них более сложных узлов с лучшими парамерами, устройств согласования с индикационными приборами и т. п.
Во-вторых, это увеличение степени интеграции и повышение функциональной сложности микросхем. В последние годы все боль­ше выпускается сложных функционально законченных устройств, не требующих для их использования дополнительных микроэлектроч-ных узлов.
В-третьих, широкое использование в микроэлектронике новых физических явлений—оптоэлектронных, магнитоэлектронных, аку-стоэлектронньх и др. Частично микросхемы, использующие эти явления, уже применяются в виде оптроноз, линий задержки и фильтров на приборах с зарядовой связью и поверхностных акусти­ческих волнах, устройств памяти на цилиндрических магнитных до­менах и т. п. Использование новых физических явлений позволит улучшить масса-габаритные, надежностные и другие показатели раз­рабатываемой аппаратуры. Следует указать, что работа с новыми микросхемами потребует определенной подготовки радиолюбителей, которая нужна для грамотного применения новой элементной базы!
Дальнейшее развитие микроэлектроники безусловно приведет к еще более широкому внедрению микросхем как в профессиональ­ную, так и в радиолюбительскую радиоэлектронную аппаратуру.

---

---